双LCC谐振补偿无线充电系统的电磁干扰预测电路及方法与流程

本发明属于电力电子电磁干扰技术领域，具体涉及一种双lcc谐振补偿无线充电系统的电磁干扰预测电路及方法。

背景技术：

随着能源与环境问题日益严峻，无线充电系统以其安全、便捷、适用场合广泛等优势引起了人们的关注。因此，无线充电系统被广泛应用在电动汽车的充电、植入式医疗器械的供电以及其他消费类电子产品中，例如电动牙刷、手机等。在充电过程中，该系统产生的电磁干扰问题也引起了越来越多的关注。

关于无线充电系统的电磁干扰问题，国内外学者进行了许多相关方面的研究。已公开的发明专利如：《用于控制无线功率传输系统中的干扰的方法和设备》发明了一种功率传输单元(ptu)的干扰控制方法，可以确定ptu是否处于干扰环境中，最终控制邻近ptu和功率接收单元(pru)中的任意一个或两个的通信参数；《用于无线功率传输系统的谐波消减设备》设计了一种耦合在开关网络和发送器线圈之间的谐波消减设备的装置，此谐波消减设备被配置为对至少一个频率分量进行衰减；《安装在车辆内的设计为减少电磁干扰的无线电池充电装置》提供了一种安装在车辆内为减少电磁干扰的无线电池充电装置，用于减少由无线电池充电器辐射引起的电磁干扰的静电防护。

上述方案中提及的方法主要针对系统建立完成后进行电磁干扰抑制、消减、控制及屏蔽，无法对系统本身进行修改调整，无法在设计装置时对系统参数进行调整。

技术实现要素：

为了直观了解双lcc谐振补偿的无线充电系统的电磁干扰情况，为后续的系统设计和提高功率效率做出指导，本发明的目的是提出一种基于saber的双lcc谐振补偿的无线充电系统的电磁干扰预测电路及方法，在系统建立之前，建立系统电磁干扰预测电路并进行预测，直观地反映出系统电磁干扰的严重程度，并在搭建试验平台前对系统参数与模型进行优化，本预测方法更有效节约资源，降低其电磁干扰，并设计了进行电磁干扰预测的方法。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是，双lcc谐振补偿无线充电系统的电磁干扰预测电路，输入电压经过输入侧逆变电路连接谐振网络中的发射侧谐振网络，接收侧谐振网络连接有输出侧整流电路，经电容滤波，输出直流电压，所述输入侧逆变电路为半桥逆变电路，输出侧整流电路为全桥整流电路。

包括谐振线圈l1和谐振线圈l2，谐振线圈l1的第一端和谐振线圈l2的第一端以及谐振线圈l1的第二端和谐振线圈l2的第二端为同名端，谐振线圈l1的第一端通过电容cs1与谐振线圈l2的第一端连接，谐振线圈l1的第二端通过电容cs2与谐振线圈l2的第二端连接；

谐振线圈l1和lf1以及电容c1和cf1组成发射侧谐振网络，谐振线圈l1与电容c1、电阻r1串联后与电容cf1并联，再与谐振线圈lf1串联，谐振线圈lf1与半桥逆变电路相连接；谐振线圈l2和lf2以及电容c2和cf2组成接收侧谐振网络，谐振线圈l2与电容c2、电阻r2串联后与电容cf2并联，再与谐振线圈lf2串联，谐振线圈lf2连接至全桥整流电路输入端。

还包括直流电压源dc，开关管s1的漏极连接在直流电压源dc的正极，开关管s2的源极连接在直流电压源dc的负极，开关管s1和开关管s2组成半桥逆变电路，且开关管s1和s2的源极与漏极之间分别连接有电容，开关管s2的源极通过电容cp接地。

还包括二极管d1、d2、d3和d4组成的全桥整流电路，其中，二极管d1与二极管d2的输出端连接，二极管d3与二极管d4的输入端连接，二极管d1的输入端与二极管d3的输出端连接，二极管d2的输入端与二极管d4的输出端连接；谐振线圈l2的第一端依次通过电容c2和谐振线圈lf2连接在二极管d1的输入端，谐振线圈l2的第二端通过电阻r2连接在二极管d2的输入端，二极管d2的输入端还通过电容cf2连接在电容c2和谐振线圈lf2之间。

二极管d1、d2、d3和d4的输入端与输出端之间分别连接有电容；二极管d3的输出端通过电容ct接地，二极管d4的输出端通过电容cr接地；二极管d2的输出端通过电容c3连接至二极管d4的输入端，电容c3的两端并联有电容c4，作为负载的电阻rl并联在电容c3的两端。

本发明还提供了一种双lcc谐振补偿无线充电系统的电磁干扰预测方法，包括以下步骤：

步骤1)、确定系统参数，包括输入电压u、谐振频率f、发射侧谐振电感l1，lf1与谐振电容c1、cf1接收侧谐振电感l2，lf2与谐振电容c2、cf2、线圈耦合系数k、负载rl；

步骤2)、建立系统电磁干扰模型，添加系统寄生参数；

步骤3)、仿真计算不同工作状态下输出侧共模、差模干扰信号的波形；

所述步骤1)中，首先确定输入电压u与工作频率f，根据工作频率选择满足公式(1a)～(1d)的谐振网络电容电感参数：

jωlf1＝1/jωcf1(1a)

jωlf2＝1/jωcf2(1b)

jωl1-1/jωc1＝1/jωcf1(1c)

jωl2-1/jωc2＝1/jωcf2(1d)

其中，ω＝2πf，负载rl会影响系统输出功率和电磁干扰，也视为变量，理想状态下，谐振网络的传输功率表示如下：

其中，uin和uout谐振网络的输入输出电压的有效值，uout受负载影响，m为谐振线圈l1、l2间的互感；线圈耦合系数k由线圈距离、相对位决定，影响系统的传输功率，在本发明中视作变量处理；

电容cp是两个mosfet开关管s1、s2的等效对地寄生电容，电容cs1和cs2是系统发射线圈和接收线圈之间的寄生电容，电容ct、cr是二极管的对地寄生电容，该电路中各器件的寄生参数添加方法如下：

电容cs1、cs2、cp、ct、cr的电容值根据平板电容计算公式(4)得到：

其中，s为电容器两极板的正对面积，d为电容器两极板之间的距离，ε为介电常数，k1为静电常数。

当线圈耦合系数k增大时，线圈距离较近、相对面积较大，cs1和cs2随之增大，cs1和cs2的电容值根据平板电容计算公式(4)得到。

通过查找器件手册mosfet开关管得出板间相对面积，适当估算板间距，根据公式(4)可计算出其等效对地寄生电容cp取值，同理可计算出二极管的对地寄生电容ct、cr的值。

与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果，本发明通过建立双lcc谐振补偿的无线充电系统电磁干扰模型电路，对系统在不同工作状态下的共模电磁干扰进行预测分析，了解其变化趋势，对系统在不同工作状态下的差模电磁干扰进行预测分析，了解其变化趋势，进行系统设计时，注意合理选择参数，对电磁干扰进行抑制。

附图说明

图1为本发明的系统电磁干扰模型电路。

图2为本发明不同工作状态下输出侧共模干扰(a)随耦合系数变化(b)随负载变化。

图3为本发明不同工作状态下输出侧差模干扰(a)随耦合系数变化(b)随负载变化。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步说明。

本发明系统电路如图1所示，输入电压为直流，输入侧逆变电路选择半桥逆变电路，经谐振网络传递能量，输出侧整流电路选择全桥整流电路，经电容滤波，输出电压为直流。l1、lf1、c1、cf1组成发射侧谐振网络，l2、lf2、c2、cf2组成接收侧谐振网络，r1、r2为线圈等效串联电阻，k为两谐振线圈l1、l2间的耦合系数，rl为负载。

本发明包括谐振线圈l1和谐振线圈l2，谐振线圈l1的第一端和谐振线圈l2的第一端以及谐振线圈l1的第二端和谐振线圈l2的第二端为同名端，谐振线圈l1的第一端通过电容cs1与谐振线圈l2的第一端连接，谐振线圈l1的第二端通过电容cs2与谐振线圈l2的第二端连接；

谐振线圈l1的第一端连接至电容c1的一端，电容c1的另一端连接至谐振线圈lf1的第一端，谐振线圈lf1的第二端连接至开关管s1的源极，开关管s1的源极与开关管s2的漏极连接；谐振线圈l1的第二端通过电阻r1连接至开关管s2的源极和电容cf1的一端(即半桥逆变电路的输入端)，电容cf1的另一端连接至谐振线圈lf1的第一端；谐振线圈l1和lf1以及电容c1和cf1组成发射侧谐振网络；

谐振线圈l2的第一端连接至电容c2的一端，电容c2的另一端连接至谐振线圈lf2的第一端，谐振线圈lf2的第二端连接至二极管d1输入端(即全桥整流电路的输入端)；谐振线圈l2的第二端通过电阻r2连接至二极管d2的输入端和电容cf2的一端，电容cf2的另一端连接至谐振线圈lf2的第一端；l2、lf2、c2、cf2组成接收侧谐振网络；

还包括直流电压源dc，开关管s1的漏极连接在直流电压源dc的正极，开关管s2的源极连接在直流电压源dc的负极，开关管s1和开关管s2组成半桥逆变电路，且开关管s1和s2的源极与漏极之间分别连接有电容，开关管s2的源极通过电容cp接地。

全桥整流电路由二极管d1、d2、d3和d4组成，其中，二极管d1与二极管d2的输出端连接，二极管d3与二极管d4的输入端连接，二极管d1的输入端与二极管d3的输出端连接，二极管d2的输入端与二极管d4的输出端连接；谐振线圈l2的第一端依次通过电容c2和谐振线圈lf2连接在二极管d1的输入端，谐振线圈l2的第二端通过电阻r2连接在二极管d2的输入端，二极管d2的输入端还通过电容cf2连接在电容c2和谐振线圈lf2之间；二极管d1、d2、d3和d4的输入端与输出端之间分别连接有电容；二极管d3的输出端通过电容ct接地，二极管d4的输出端通过电容cr接地；二极管d2的输出端通过电容c3连接至二极管d4的输入端，电容c3的两端并联有电容c4，作为负载的电阻rl并联在电容c3的两端。

对于一个无线充电系统，首先需要确定其基本参数，即输入电压u与工作频率f，输入电压u需根据具体情况而定，工作频率f与谐振网络参数相关，发射侧与接受侧谐振网络参数根据以下关系确定：

jωlf1＝1/jωcf1(1a)

jωlf2＝1/jωcf2(1b)

jωl1-1/jωc1＝1/jωcf1(1c)

jωl2-1/jωc2＝1/jωcf2(1d)

其中，ω＝2πf。线圈耦合系数k，由线圈距离、相对位置等因素决定，会影响系统的传输功率，在本发明中视作变量处理。负载rl也会影响系统输出功率和电磁干扰，也视为变量。理想状态下，谐振网络的传输功率表示如下：

其中，uin和uout谐振网络的输入输出电压的有效值，uout受负载影响，m为两谐振线圈l1、l2间的互感。

图1为系统传导干扰模型电路，cp是两个mosfet开关管s1、s2的等效对地寄生电容，cs1和cs2是系统发射线圈和接收线圈之间的寄生电容，ct、cr是二极管的对地寄生电容。该电路中各器件的寄生参数添加方法如下：

(1)实际应用过程中，不同的k值会导致系统传导干扰模型中cs1和cs2发生变化，进而影响输出侧电磁干扰。当线圈耦合系数k增大时，线圈距离较近、相对面积较大，cs1和cs2随之增大，其大小可根据平板电容如下计算公式得到：

其中，s为电容器两极板的正对面积，d为电容器两极板之间的距离，ε为介电常数，k1为静电常数。

(2)通过查找器件手册mosfet开关管得出板间相对面积，适当估算板间距，根据公式(4)可计算出其等效对地寄生电容cp取值，同理可计算出二极管的对地寄生电容ct、cr的值。

如图2和图3中的仿真结果：

图2(a)中，输出侧共模干扰在rl＝50ω，k＝0.15，0.25，0.35时的干扰值，干扰值随着耦合系数的增大而增大。

图2(b)中，输出侧共模干扰在k＝0.35，rl＝10ω，20ω，50ω时的干扰值，干扰值随着负载的增大而增大。

图3(a)中，输出侧差模干扰在rl＝50ω，k＝0.15，0.25，0.35时的干扰值，干扰值随着耦合系数的增大而增大。

图3(b)中，输出侧差模干扰在k＝0.35，rl＝10ω，20ω，50ω时的干扰值，干扰值随着负载的增大而增大。

根据最终的仿真结果可知：

(1)输出侧共模干扰随着耦合系数k的增大而增大。其原因是：一方面，随着线圈间距离的减小，线圈间耦合更加紧密，由发射侧传递到接收侧的能量增加；另一方面，耦合系数的增大使输出电压升高，接收侧整流二极管对地电压升高，干扰增大。

(2)输出侧共模干扰随着负载rl的增大而增大。其原因是：输出侧电压随负载增大而增大，进而影响整流二极管对地电压随负载增大而增大。

(3)输出侧差模干扰随着耦合系数k的增大而增大。其变化原因与共模干扰随耦合系数变化的机理相似。值得注意的是，由于差模干扰本身较小，其变化范围也比共模干扰小。

(4)输出侧差模干扰随着负载rl的增大而增大。其变化原因与共模干扰随着负载变化的机理相似。