开关电源系统的制作方法

本发明涉及电子系统领域。更具体地，本发明涉及开关电源系统。

背景技术：

开关电源系统已经广泛应用于各种电子电路系统中。当前最为常见的开关电源系统是基于buck型拓扑的非隔离型降压变换器。

在buck型拓扑的应用中，效率是衡量其性能的重要参数，然而，在输入电压较高，而输出电压较低的应用场合下，单一的非隔离型buck型拓扑会产生较大的开关损耗，同时对功率开关的耐压提出较高要求。同时，此时buck型电路往往具有较小的占空比，而由于受到系统最小开通时间的限制，导致系统的开关频率不能过高，对纹波的抑制作用较为有限。

技术实现要素：

针对现有技术中的一个或多个问题，本发明提出了一种开关电源系统。

本发明的一个实施例公开的一种开关电源系统包括：输入端口，用于接收一输入电压；第一功率开关，具有第一端，第二端和控制端，其中所述第一端电耦接至所述输入端口，所述控制端接收一高侧开关控制信号；第二功率开关，具有第一端，第二端和控制端，其中所述第一端电耦接至所述第一功率开关的第二端，所述控制端接收一低侧开关控制信号；第一电容，具有第一端和第二端，其中所述第一端电耦接至所述第一功率开关的第二端；第三功率开关，具有第一端，第二端和控制端，其中所述第一端电耦接至所述第二功率开关的第二端，所述第二端电耦接至所述第一电容的第二端，所述控制端接收所述高侧开关控制信号；第四功率开关，具有第一端，第二端和控制端，其中所述第一端电耦接至所述第三功率开关的第二端，所述第二端连接至地电位，所述控制端接收所述低侧开关控制信号；第二电容，具有第一端和第二端，其中所述第一端电耦接至所述第三功率开关的第一端，所述第二端连接至地电位；输出滤波器，具有输入端，输出端和接地端，其中所述输入端连接至所述第三功率开关的第二端，所述接地端连接至地电位，所述输出端提供所述开关电源系统的输出电压。

本发明一个实施例中的开关电源系统中，所述高侧开关控制信号和所述低侧开关控制信号为周期信号，并具有相同的工作周期，在一个所述工作周期中：所述高侧开关控制信号在一导通时间内，控制所述第一功率开关和所述第三功率开关导通，在一关断时间内，控制所述第一功率开关和所述第三功率开关关断；所述低侧开关控制信号在所述导通时间内，控制所述第二功率开关和所述第四功率开关关断，在所述关断时间内，控制所述第二功率开关和所述第四功率开关导通。

利用本发明实施例，可以降低在输入电压较高，而输出电压较低的应用场合下，对功率开关的耐压要求，并且允许功率开关在工作时具有较高的开关频率。

附图说明

下列附图涉及有关本发明非限制性和非穷举性的实施例的描述。除非另有说明，否则同样的数字和符号在整个附图中代表同样或相似的部分。附图无需按比例画出。另外，图中所示相关部分尺寸可能不同于说明书中叙述的尺寸。为更好地理解本发明，下述细节描述以及附图将被提供以作为参考。

图1示出了依据本发明的一个实施例的开关电源系统100的电路示意图。

图2示出了依据本发明的一个实施例的开关电源系统100的具体电路示意图。

图3示出了开关电源系统100的工作波形图。

图4示出了开关电源系统100在导通时间内的等效电路图。

图5示出了开关电源系统100在关断时间内的等效电路图。

图6示出了依据本发明的另一个实施例的开关电源系统200的具体电路示意图。

图7示出了依据本发明的又一个实施例的开关电源系统300的具体电路示意图。

图8示出了开关电源系统300的工作波形图。

图9示出了开关电源系统300的工作波形图。

不同附图中相同的标记表示相同或相似的特征。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实施例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、系统或方法。

图1-2示出了依据本发明的一个实施例的开关电源系统100的电路示意图。如图1所示，开关电源系统100包含输入端口p1，第一功率开关m1，第二功率开关m2，第三功率开关m3，第四功率开关m4，第一电容c1，第二电容c2，输出滤波器f以及输出端口p2。其中，输入端口p1用于接收一输入电压vin。第一功率开关m1具有第一端，第二端和控制端，其中第一端电耦接至输入端口p1，控制端接收一高侧开关控制信号hs。第二功率开关m2具有第一端，第二端和控制端，其中第一端在节点sw1电耦接第一功率开关m1的第二端，控制端接收一低侧开关控制信号ls。第一电容c1具有第一端和第二端，其中第一端在节点sw1电耦接第一功率开关m1的第二端。第三功率开关m3具有第一端，第二端和控制端，其中第一端在节点vmid电耦接第二功率开关的第二端，第二端在节点sw2电耦接第一电容的第二端，控制端接收所述高侧开关控制信号hs。第四功率开关m4具有第一端，第二端和控制端，其中第一端在节点sw2电耦接至第三功率开关m3的第二端，第二端连接至地电位gnd，控制端接收低侧开关控制信号ls。第二电容c2具有第一端和第二端，其中第一端在节点vmid电耦接至第三功率开关m3的第一端，第二端连接至地电位gnd。输出滤波器f具有输入端，输出端和接地端，其中输入端在节点sw2连接至第三功率开关m2的第二端，接地端连接至地电位gnd，输出端提供开关电源系统的输出电压vout。高侧开关控制信号hs和低侧开关控制信号ls优选为一对具有电平互补关系的方波控制信号。

在一个实施例中，输出滤波器f为一lc滤波电路，包括一输出电感lout和一输出电容cout。其中输出电感lout同输出电容cout串联耦接于节点sw2和地电位gnd之间，输出电感lout和输出电容cout的公共端作为系统100的输出端提供输出电压vout。本领域普通技术人员能够理解，在其他实施例中，输出滤波器f可以为其他任何能够完成纹波过滤作用的滤波器。选择输出滤波器对本领域普通技术人员来说的属于常规技术手段，此处不再详述。

在一个实施例中，系统100还包括dc-dc控制器101，用于产生高侧开关控制信号hs和低侧开关控制信号ls。dc-dc控制器101可以采用pwm(脉冲宽度调制)，pfm(脉冲频率调制)，cot(恒定导通时间)或其它合适的控制方式生成高侧开关hs控制信号和低侧开关控制信号ls。对本领域普通技术人员来说，选择具有合适控制方式的dc-dc控制器101，生成高侧开关控制信号hs同低侧开关控制信号ls属于现有技术和本领域常规技术手段，故此处不再详述。

优选的，第一电容c1和第一电容c2容值相等。

如图2所示，在优选实施例中，第一功率开关m1，第二功率开关m2，第三功率开关m3和第四功率开关m4均为金属氧化物半导体场效应管(mosfet)。相应的，为驱动功率开关，系统100还包括第一驱动电路111，第二驱动电路112，第三驱动电路113和第四驱动电路114，分别用于对高侧开关控制信号hs和低侧开关控制信号ls进行电平移位，驱动第一功率开关m1，第二功率开关m2，第三功率开关m3和第四功率开关m4。其中第一驱动电路111的输入端接收高侧开关信号hs，输出端耦接至第一功率开关m1的控制端。第二驱动电路112的输入端接收低侧开关信号ls，输出端耦接至第二功率开关m2的控制端。第三驱动电路113的输入端接收高侧开关信号hs，输出端耦接至第三功率开关m3的控制端。第四驱动电路114的输入端接收低侧开关信号ls，输出端耦接至第四功率开关m4的控制端。本领域技术人员能够理解，采用驱动电路对功率开关的控制信号进行电平移位，以及驱动功率开关，属于本领域内的公知常识和常规技术手段，故此处不再详述驱动电路的具体情况。

图3示出了开关电源系统100的工作波形图。图4和图5为开关电源系统100在一个工作周期中不同时刻的等效电路图。下面将结合图3-5，对开关电源系统100的工作原理进行阐述。

为方便说明，假设第一电容c1的容值同第二电容c2的容值相同，所有元件都是理想的，且电路稳定工作。高侧开关控制信号hs和低侧开关控制信号ls均为pwm信号，且在高电平时控制开关导通，低电平时控制开关关断。应当理解，上述假设是为解释性目的而做的简化，而不带有任何限制本发明范围的意图。

开关电源系统100的一个工作周期自k1时刻开始。

高侧开关控制信号hs位于高电平，控制第一功率开关m1和第三功率m3开关导通，同时低侧开关控制信号ls位于低电平，控制第二功率开关m2和第四功率开关m4关断。此时，系统等效电路图如图4所示，第一电容同第二电容串联形成一电容分压器，节点sw1处的电压为vsw1＝vin，节点sw2电压为vsw2。

假设在k1时刻到来之前，第一电容c1上的电压vc1和第二电容c2上的电压vc2相等，为vc1＝vc2＝vx。

在k1时刻到来瞬间，如果2*vx不等于vin，那么在c1与c2的串联路径上，将产生一个瞬时电流，给c1和c2充电或者放电，使得vc1+vc2＝vin。

在这个过程结束之后，在k1时刻，可以得到

第一电容c1同第二电容c2的容值相等，此时，节点sw2处的电压vsw2＝vc2：

此时，电流流过输出电感lout，对输出电容cout充电，vout上升。设流向输出电感lout的电流为il，根据节点电流定律，则通过第一功率开关m1和第一电容c1，有大小为il1的电流从vin流向输出电感lout，通过第二电容c2和第三功率开关m3，有大小为il2的电流从gnd流向滤波器。

当经过一导通时间ton后，此时有

vc1(t＝k1+ton)+vc2(t＝k1+ton)＝vin

il1+il2＝il

根据上面的等式可以得到

当经过一导通时间ton后，到达k2时刻。此时，高侧开关控制信号hs由高电平跳变到低电平，将第一功率开关m1和第三功率开关m3关断，低侧开关控制信号ls由低电平跳变到高电平，使第二功率开关m2和第四功率开关m4导通。此时，系统等效电路图如图5所示。第一电容c1和第二电容c2并联，并自节点sw2接地。节点sw2的电压vsw2被拉低到地电位。在k2时刻到来时，即k1+ton时，因il产生的充放电因素，致使c1和c2两端电压不相等。在k2时刻，c1和c2之间形成并联回路，产生瞬态电流，使c1与c2两端电压相等。此时节点sw1同节点vmid连通但之间由于没有电势差，从而无电流流过第二功率开关m2。

c1和c2上的电压平衡之后，可以得到此时vc1和vc2的值为：

当系统处于周期稳态下，可以推断

vc1(t＝k2)＝vc2(t＝k2)＝vx

经过推导，可以得到：

当c1＝c2,有

vx＝vin/2

另一方面，第一电容c1和第二电容c2此时同输出滤波器之间没有形成回路。输出电感lout放电，通过第四功率开关m4续流，输出电压vout下降。

在经过一关断时间toff之后，在k3时刻输出电压vout下降至同vout在k1时刻的值相等，低侧开关控制信号ls关闭第二功率开关m2和第四功率开关m4，高侧开关控制信号hs重新开启第一功率开关m1和第三功率开关m3，一个工作周期结束。

这样，输出电压vout即为节点sw2处的电压平均值：

其中，d为开关电源系统100的占空比。一般的，开关电源的频率在数十khz到数百khz之间，il在几安培到几十安培之间，c1，c2的容值为uf级别。此时，当应用于输入电压较高(例如100v)的场合时，可以忽略不计。

由上式可见，在输入电压同输出电压相同的情况下，相比现有技术中的buck电路(vout＝vin×d)，开关电源系统100的占空比d可以更高，这样能够允许开关电源系统100具有更高的开关频率和更短的工作周期。同时，对于每个工作周期而言，每个功率开关的最大电应力均降为vin/2，有效地降低了对功率开关的耐压要求。降低耐压要求有利于实现更小的导通电阻，从而降低导通损耗和提升效率。

图6示出了根据本发明另一实施例的开关电源系统200的电路结构图。如图6所示，相比于开关电源系统100，开关电源系统200增加了一限流电阻201，同第二功率开关m2串联，耦接于第一电容c1的第一端和第二电容c2的第一端。限流电阻201可以为任何具有电阻性质的元件，例如被动电阻元件，晶体管等等。

在k2时刻，c1同c2并联，此时根据前文推导，由于c1上的电压同c2上的电压值不相等，因此会出现瞬态电流。限流电阻201可以限制c1与c2之间流过的电流，避免过大的瞬态电流造成器件损坏。

在另一个实施例中，限流也可以由第二功率开关m2和第四功率开关m4实现，通过为控制信号ls选择合适的电平移位(例如在控制信号ls的上升沿产生一个信号台阶)，使第二功率开关m2和第四功率开关m4在导通的初始阶段(即k2时刻)，具有一个较大的第一导通电阻，从而抑制c1和c2之间的瞬态电流。而在c1和c2之间的电压平衡之后，第二功率开关m2在toff期间具有一个较小的第二导通电阻，从而不产生额外的损耗，提升效率。

在一个实施例中，m2,m4为mosfet管。控制信号ls的上升沿部分如图7所示。在k2时刻到来时，控制信号ls首先跳变到一第一电平，经过一第一时间ts后，再由第一电平跳变至第二电平，m2，m4在ls位于第一电平和第二电平下均可导通，但m2，m4在第二电平下的导通电阻小于在第一电平下的导通电阻。在图示实施例中，第一电平低于第二电平，m2，m4为n型mosfet管。这样当ls位于第一电平时，m2和m4尽管导通，但由于控制信号ls较低，使得具有一较大的导通电阻，限制瞬态电流大小。经过第一时间之后，c1和c2两端的电压在瞬态电流的作用下达到平衡，此时c1与c2之间不再有电流流过，但m4上有续流电流流过，因此ls跳变到第二电平，使m2和m4均具有较低的导通电阻，避免降低系统效率。

下面讨论当第一电容c1同第二电容c2容值不等时的情况。

当c1不等于c2时，vx不等于vin/2，那么在k1时刻，vin接入会产生瞬态电流，向c1，c2充放电。此时，额外的充放电会影响效率，并且也会对电源产生一个emi干扰。

然而，在实际电路中，很难使c1和c2的容值绝对相等，此时为避免k1时刻，vin所产生的瞬态电流过大造成器件损坏，如图6所示，在一个实施例中，还可以将一个限流电阻202接入vin同第一功率开关m1之间，以限制k1时刻的瞬态电流。

类似的，在另一实施例中，限流功能也可以由第一功率开关m1和第三功率开关m3来完成。通过为控制信号hs选择合适的电平移位(例如，如图7所示，在控制信号hs的上升沿产生一个信号台阶)，使m1和m3在导通的初始阶段(即k1时刻)，具有一个较大的第一导通电阻，从而抑制vin对c1和c2之间的充电电流和c1，c2之间所产生的瞬态电流。而在c1和c2之间的电压平衡之后，m1和m3在ton期间具有一个较小的第二导通电阻，从而不产生额外的损耗，提升效率。

图8示出了根据本发明又一实施例的开关电源系统300的电路结构示意图，相比开关电源系统100，开关电源系统300增加了四个信号延迟电路，用于在各功率开关的之间设置开通关断顺序，并留出必要的死区时间，防止在功率开关的切换过程中发生短路。其中，第一延迟电路301具有输入端和输出端，输入端接收高侧开关控制信号hs，输出端耦接到第一功率开关m1的控制端，第一延迟电路用于对高侧开关控制信号hs的上升沿进行延迟。第二延迟电路302具有输入端和输出端，输入端接收低侧开关控制信号ls，输出端耦接到第二功率开关m2的控制端，其中第二延迟电路302用于对低侧开关控制信号ls的上升沿进行延迟。第三延迟电路303具有输入端和输出端，输入端接收高侧开关控制信号hs，输出端耦接到第三功率开关m3的控制端，其中第三延迟电路303用于对高侧开关控制信号hs的下降沿进行延迟。第四延迟电路304具有输入端和输出端，输入端接收低侧开关控制信号ls，输出端耦接到第四功率开关m4的控制端。第四延迟电路304用于对低侧开关控制信号ls的下降沿进行延迟。

开关电源系统300还可包含死区时间设置电路305，耦接到dc-dc控制器101的输出端，用于对高侧开关控制信号hs和低侧开关控制信号ls的上升沿进行延迟，留出死区时间。在其他实施例中，也可以直接在生成高侧开关控制信号hs和低侧开关控制信号ls时，由dc-dc控制器101进行死区时间的延迟设置。

有关如何设计延迟电路301-304的结构，以及死区时间设置电路305的结构，以获得上升沿或下降沿的延迟，属于现有技术的一部分，此处不再详述。

图9示出了开关电源系统300的工作波形图。如图8所示，死区时间设置电路305首先对高侧开关控制信号hs在上升沿进行延迟，使其同低侧开关控制信号ls的下降沿之间具有第一延迟d1的时间差。同时，死区时间设置电路305还对低侧开关控制电路ls在上升沿进行延迟，使其同高侧开关控制信号hs的下降沿之间具有第二延迟d2的时间差。第二功率开关m2在关断时，需要先于第四功率开关m4关断，以避免续流开关先关断造成第一电容c1和第二电容c2的第二端上的电位抬升干扰回路电流。故第四延迟电路304将低侧开关控制信号ls的下降沿延迟第四延迟d4，但第四延迟d4小于第一延迟d1以避免死区时间失效，基于相同的原因，第二功率开关m2在开通时，需要晚于第四功率开关m4开通，故第二延迟电路302将低侧开关控制信号ls的上升沿延迟第五延迟d5。第三功率开关m3在开启时早于第一功率开关m1开启，以避免出现过大的电应力。故第一延迟电路301将高侧开关控制信号hs的上升沿延迟第三延迟d3。基于相同的原因，第一功率开关m1在关断时早于第三功率开关m3关断，故第三延迟电路303将高侧开关控制信号hs的下降沿延迟第六延迟d6，但第六延迟d6小于第二延迟d2以避免死区时间失效。

需要声明的是，上述发明内容及具体实施方式意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内，当可作各种修改、等同替换、或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。