本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种单级隔离型三相pfc变换器及其控制方法。
背景技术：
由于近年来单体设备用电负荷的容量越来越大，大多是采用三相供电，比如电动汽车充电站等，假如没有pfc矫正功能就会对电网的电能质量破坏很大，甚至严重时会导致电网的瘫痪，目前，pfc(功率因素校正)电路，包括升压型(boost)和降压型(buck)两种，但无论是采用升压型还是降压型pfc变换电路，如果输出需要隔离或者电压超过一定范围时，其后级均需要增加一级直流变换器，所以长期以来，对于三相交流输入的交直流变换电路，一般为pfc+dc/dc两级电路，由此导致整个电路设计会较为复杂，因此在之前也有国外同行提出过单级的三相交直流变换器，如大家较为熟悉的cycloconverter，其中在eaton集团的michaelharrison在2007年申请的发明专利wo2008/018802a2是较为典型的高效率三相交流单级变换器，如图1所示，该电路在传统的三相交流变换器的基础上实现了电路简化，同时也实现了软开关，在理想输入条件下配合其控制方法几乎完美；但是由于实际设备的三相输入电压源并非理想，会有各种不同的瞬态电能质量问题，比如有电网暂降，突波，频率跳变等各种各样的实际工况。由于该电路极为简化，每次导通只能是一相开关组，三相依次轮回，开通后经过谐振电感，变压器直接与各相连接的谐振电容构成回路；原本是按照正常逻辑工作的电路，在输入电压出现跳变或者极性突变的情况下，容易形成反向尖峰电压及电流倒灌，其必须立即终止工作或者快速切换为对应的保护模式(或者工况)，否则谐振电压(或者电流)与输入源的压差容易造成开关组的损坏，因此其侦测保护要求极高，对应不同的电网状况需要设置不同的保护和工作模式，而势必将控制算法变得极其复杂，变换器的dsp控制单元的运算速度及存储空间都是有限的，因此该拓扑装置对于电网的条件会太过敏感，或者说电网适应性较差，从而导致可靠性较差，无法大规模化量化生产，这也是至今不见该技术大范围推广应用到产品的原因。因此，我们有必要在总结各位前辈的技术基础上，重新设计和发明一种电路去实现高效率，高功率密度及高可靠性。
以上背景技术内容的公开仅用于辅助理解本发明的发明构思及技术方案，其并不必然属于本专利申请的现有技术，在没有明确的证据表明上述内容在本专利申请的申请日已经公开的情况下，上述背景技术不应当用于评价本申请的新颖性和创造性。
技术实现要素：
本发明目的在于提出一种单级隔离型三相pfc变换器及其控制方法，以解决上述现有技术存在的结构及控制方法复杂导致的应用受限的技术问题。
为此，本发明提出了一种单级隔离型三相pfc变换器，包括原边输入电路、变压器和副边输出电路，所述原边输入电路包括第一开关单元、第一整流单元、第二开关单元、串联谐振单元；所述第一开关单元包括三个开关组，三个所述开关组分别设置在接入的三相三线电源的三根相线上；三个所述开关组分别通过三根相线与所述第一整流单元连接；所述第一整流单元连接所述第二开关单元和彼此串接的所述串联谐振单元、所述变压器的一次侧，所述变压器的二次侧与副边输出电路连接；所述第一整流单元执行交流整流操作，所述变压器执行隔离及变压操作，所述开关组既用于执行交流功率因素校正开关操作，又配合所述串联谐振单元、所述变压器和执行反向谐振通路开关操作的所述第二开关单元一起完成串联谐振变换电路的功能。
优选的，所述开关组包括第一功率开关和第二功率开关；所述第一功率开关和所述第二功率开关通过同一个驱动信号进行驱动；或，所述第一功率开关和所述第二功率开关各自通过独立的驱动信号进行驱动。
优选的，所述副边输出电路包括第二整流单元，所述第二整流单元可为倍压整流、全波整流或全桥整流。
优选的，所述副边输出电路还包括储能续流单元，所述储能续流单元不设置续流电感，设置滤波电容，所述滤波电容与所述第二整流单元并接；或所述储能续流单元设置至少一个续流电感和至少一个滤波电容，彼此串接的至少一个所述续流电感与至少一个所述滤波电容与所述第二整流单元连接。
优选的，所述第一功率开关、所述第二功率开关和所述第二开关单元为mos管或igbt管。
优选的，所述串联谐振单元包括至少一个谐振电感和至少一个谐振电容，所述谐振电感与所述谐振电容串联连接。
优选的，所述原边输入电路还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在所述第一开关单元前端，三相三线电源经输入滤波器滤波后接入所述第一开关单元。
同时，本发明还提出了另一种单级隔离型三相pfc变换器，包括至少两个如上任一所述的pfc变换器，各个pfc变换器之间以并联或者交错并联连接。
此外，本发明还提出了一种用于上述的单级隔离型三相pfc变换器的控制方法，包括以下步骤：
检测输入输出条件，判断输入输出条件是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，开始工作，对输入的三相三线电源电压信号进行锁相处理，判断三相三线电源的当前时刻所处的相位和区间段；
对当前区间段下的第一开关单元中，对应于电压幅值绝对值最小的一相线路上的开关组，施加控制其在区间段内一直处于导通状态的第一驱动信号，并对另外两相线路上的开关组施加进行pwm控制的第二驱动信号和第三驱动信号，以及对第二开关单元进行pwm控制的第四驱动信号，使得三相三线电源之间能形成导通回路，并在不形成导通回路时，通过第二开关单元实现续流和反向谐振。
优选的，施加的第一驱动信号为：一直存在的高电平信号；或pwm驱动信号，所述pwm驱动信号的驱动电压大于第二驱动信号和第三驱动信号的驱动电压。
在所述区间段内，所述另外两相线路中，电压方向与电压幅值绝对值最小的那相线路相同的一相线路上的开关组施加所述第二驱动信号，电压方向不同的开关组施加所述第三驱动信号，所述第二驱动信号的占空比小于所述第三驱动信号的占空比，且所述第四驱动信号的占空比与所述第三驱动信号的占空比相同。
所述第三驱动信号的占空比不大于0.5，所述第三驱动信号占空比与第四驱动信号的占空比形成互补。
最后，本发明提出了一种用于上述的单级隔离型三相pfc变换器的控制方法，通过上述任一所述的控制方法分别对至少两个并联连接的三相pfc变换器进行控制，其中，至少两个并联连接的三相pfc变换器的工作相位相差半个高频周期。
本发明与现有技术对比的有益效果包括：
从结构上，本发明改变了传统的pfc电路加直流隔离变换电路的实现方法，通过本发明的拓扑结构，可以节省常规交直流变换器的交流整流后的储能单元，同时也可节省直流隔离变换的功率器件以及驱动电路，整个交直流变换电路简单，控制逻辑精简，效率高，适合于高效率及高功率密度需求场合；从功能上，相对于传统的带有功率因素校正功能的隔离型三相交直流变换器而言，通过一级变换电路就实现了交直流转换功能、功率因素校正功能、隔离变换、软开关以及调压功能，可以节省很多功率率器件，同时相比于前述提到的cycloconverter，由于三相三线电源的输入可以在两相之间形成回路，每次导通不再是一相开关组，能有效应对输入电压出现跳变或者极性突变的情况，其电网适应性更强，工作稳定性更高，设备质量更加可靠。
附图说明
图1是现有的高效率三相交流单级变换器(cycloconverter)结构示意图。
图2是本发明实施例1的隔离型三相pfc变换器的示意图。
图3是本发明实施例1的三相电压波形示意及交汇点定义示意图。
图4是本发明实施例1的ac-bc区间ab向导通回路示意图。
图5是本发明实施例1的ac-bc区间bc相续流回路示意图。
图6是本发明实施例1的ac-bc区间ac相续流回路示意图。
图7是本发明实施例1的ac-bc区间电感电流续流回路示意图。
图8是本发明实施例1的ac-bc区间q7导图反向续流电流通路示意图。
图9是本发明实施例1的等效变换示意1。
图10是本发明实施例1的等效变换示意2。
图11是本发明实施例1的等效变换示意3。
图12是本发明实施例1的等效变换示意4。
图13是本发明实施例1中12个区间段下各驱动信号的时序图。
图14本发明实施例1的变形实施例2的结构示意图。
图15是本发明实施例1的变形实施例3的结构示意图。
图16是本发明实施例1的副边输出电路没有续流电感的结构示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施方式并对照附图对本发明作进一步详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
参照以下附图，将描述非限制性和非排他性的实施例，其中相同的附图标记表示相同的部件，除非另外特别说明。
实施例1：
如图4所示，本实施例提出了一种单级隔离型三相pfc变换器，包括原边输入电路、变压器和副边输出电路，所述原边输入电路包括第一开关单元、第一整流单元、第二开关单元、串联谐振单元；所述第一开关单元包括三个开关组，三个所述开关组分别设置在接入的三相三线电源的三根相线上；三个所述开关组分别通过三根相线与所述第一整流单元连接；所述第一整流单元连接所述第二开关单元和彼此串接的所述串联谐振单元、所述变压器的一次侧，所述变压器的二次侧与副边输出电路连接；所述第一整流单元执行交流整流操作，所述变压器执行隔离及变压操作，所述开关组既用于执行交流功率因素校正开关操作，又配合所述串联谐振单元、所述变压器和执行反向谐振通路开关操作的所述第二开关单元一起完成串联谐振变换电路的功能。
如图2所示，三相三线电源包括a相、b相、及c相，其三个相线的电压信号可参考图3，彼此相差120度的相位，由于实际输入的电源信号可能存在跳变或者极性突变的，所以本实施例示出的电压波形为了便于后文叙述，以标准的波形作为参考。原边输入电路还包括输入滤波器，所述输入滤波器设置在第一开关单元前端，三相三线电源经输入滤波器滤波后接入第一开关单元，为了大大衰减经电源传入的emi信号，保护设备免受其害，如图2所示，本实施例在三相三线输入端的输入滤波器为emi滤波器，设置emi滤波器也能有效地控制设备本身产生的emi信号，防止它进入电网，污染电磁环境，危害其他设备，在本实施例其他变通实施例中，还可以是其他类型的滤波器。
emi滤波器的输出侧连接着第一开关单元，第一开关单元的三个开关组为双向开关，包括两个高频开通的半导体功率开关(第一功率开关和第二功率开关)，如图2所示，a相上包括开关组q1q2，b相上包括开关组q3q4，c相上包括开关组q5q6，该半导体功率开关可以为mos管、igbt管，本领域的技术人员应该理解到，本发明不局限于上述两种半导体功率开关，还可以是其他可执行开关操作的功率元件。a、b、c相的各自的开关组之间不共用同一个驱动电源和同一个驱动信号；同一相上的两个半导体功率开关可以共用一个驱动电源和同一个驱动信号，也可以各自独立驱动。以mos管为例，当两个mos管的源极相向设置时，可以共用一个驱动电源及同一个驱动信号；当两个mos管的源极相背设置时，可以各自独立驱动。共用一个驱动电源及同一个驱动信号可以使得本实施例的结构更简单，不需要设置太多的驱动单元，对于体积有限或者成本要求相对较高的场所，具有直接的优势。
如图2所示，第一整流单元为全桥式的整流器，包括设置桥臂上的6个二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6，二极管d1的阳极侧和d4的阴极侧与a相线路相连，d2的阳极侧和d5的阴极侧与b相线路相连、d3的阳极侧和d6的阴极侧与c相线路相连。
第一整流单元连接有第二开关单元q7，可执行反向谐振的开关操作；变压器tra的一次侧与串联谐振单元串联，串联谐振单元包括谐振电感lr和谐振电容cr，第二开关单元q7与串联谐振单元和变压器一次侧并联，第二开关单元q7的源极侧与二极管d4、d5和d6的阳极侧连接，第二开关单元q7的漏极侧与二极管d1、d2、d3的阴极侧相连；第二开关单元同样为高频开通的半导体功率开关，同样可以为mos管、igbt管，本领域的技术人员应该理解到，本发明并不局限于上述两种半导体功率开关，还可以是其他可执行开关操作的功率元件。同时，本实施例中，如图4所示，将第一整流单元的二极管及第一开关单元等寄生并联电容参数等效为cp在电路中表示出来，优选的，当该cp较小的时候，也可以视情况增加，以便抑制电路中的振荡尖峰。
串联谐振单元可以包括不限于一个的谐振电感lr和谐振电容cr，在本实施例的一些变通实施例中，谐振电感lr和和谐振电容cr可以为多个。
如图2所示，变压器tra的二级侧，为一个典型的全桥整流电路，在此就不多叙述，包括二极管d11、d12、d13、d14，以及续流电感l2、滤波电容c2，本实施例中，变压器的二次侧还可以其他整流电路，如倍压整流、全波整流和全桥整流；续流电感l2、滤波电容c2构成了副边侧的储能续流单元，储能续流单元可以不设置续流电感l2，只设置滤波电容c2，该滤波电容c2与第二整流单元并接，或设置至少一个续流电感l2和至少一个滤波电容c2，彼此串接的至少一个续流电感l2与至少一个滤波电容c2与第二整流单元连接。
如图3所示，输入a代表输入a相(phasea)，输入b代表输入b相(phaseb)，输入c代表输入c相(phasec)；为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°(下一周期的30°点)为一个完整周期，因此如图5所示，各交汇点分别定义为ac(30°)、bc(90°)、ba(150°)、ca(210°)、cb(270°)、ab(330°)、ac(30°/390°)；过零点标为“o”点。设输出电压小于任意时刻的某两相中的最大电压差值，因此降压型工作原理成立。
因此，设从ac点开始，到bc点，ac-bc区间，该区间a相与b相电压幅值绝对值高于c相，如果三路同时施加pwm驱动信号，a相与b相的回路中d1，d5受正偏电压而导通，而c相d3及d6受反偏电压而不能导通，如图4所示，q1q2，q3q4导通，电流经过第一开关单元及d1，lr，tra，cr，d5形成回路。当q1q2的驱动或者q3q4的驱动关闭时，则d3或者d6受正偏电压能导通与谐振电感lr构成续流通路，为了保证pf值，c相只能与相反方向幅值的电压导通，因此同向幅值的那一相电压先关闭(如在30°-60°或ac-o区间，a相的驱动则先于b相关闭，如图5，电流经过第一开关单元及d3，lr，tra，cr，d5形成回路。60°-90°或o-bc区间，b相的驱动则先于a相关闭，如图6，电流经过第一开关单元及d1，lr，tra，cr，d6形成回路。)，先关闭的pwm驱动模式我们记为“小”，后关断的pwm驱动模式记为“大”。
当ab两相的pwm驱动电压都关闭后，因此输入三相交流没有任何回路导通，此时前期导通的回路中的电流会自然续流，其中cp的能量瞬间完成释放，如果c相驱动电压仍然存在，此时，如图7所示，电流则会通过d2+d5+q7(反并二极管)或者d1+d4+q7(反并二极管)进行续流；如果c相驱动电压为低电平，电感电流则会通过d1+d4+q7(反并二极管)或者d2+d5+q7(反并二极管)或者d3+d6+q7(反并二极管)进行续流。
根据以上工作原理，如果将c相的驱动保持一直存在(高电平)，或大于等于其他两相中最大pwm的驱动电压，可将此种驱动状态简记为“高”，即此时只需要ab两相的驱动根据控制需要发对应高频pwm驱动信号就可以实现三相电压的降压整流，在该区间段可以简化对第一开关单元的驱动逻辑控制方法，同时也可以减少开通损耗；同时，在该区间段，各相的电流都可以导通，并跟电压同相，不会出现不控整流中的某相断流现象。因此驱动单元只要将pwm驱动信号调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的pf值，即实现pfc矫正功能。
当q7完成续流后，此时给q7施加高电平驱动信号，由于谐振电感lr、cr以及变压器一次侧的存在，因此电流很快会反向谐振，如图8所示，电流进过q7、lr、cr以及变压器一次侧形成反向谐振回路。根据控制需要，再将q7关断，切断该通路，同时打开第一开关单元，使输入的三相交流电能形成回路。
以上各工作模式可以对本单级隔离型的变换器的电路进行等效变换：
当某两相的第一开关单元导通的时候如图9所示，根据对称性及开关功能性简化后如图10，瞬态情况下有二极管的交流源在此时可等效为直流源，同时第一开关单元也可以等效为一个开关，因此如图11所示。由于cp为前述各开关管及二极管寄生电容，因此可以等效忽略，如图12所示。
进行上述等效后，该电路实际可以看作是一个隔离型的串联谐振电路(llc电路)，综上所述，输入第一开关单元的全部工作可等效串联谐振电路中的一个工作桥臂，q7则是代表另外一个模式，如果希望q7的关断是软开关或者接近软开关，则应尽量使输入端的第一开关单元占空比不超过50％，且与q7的占空比接近。所以abc三相中的“pwm”模式中的最大占空比是50％左右。所以输入的第一开关单元的最大占空比最佳为0.5，与第二开关单元q7形成互补，并通过调节频率实现输出电压稳定，当输入电压超过一定范围或者负载过轻的时候，再将输入的第一开关单元的最大占空比最佳缩小或偏离0.5；如图16所示，续流电感l2可以有，也可以没有，如果第一开关单元的占空比一直低于0.5，则有该续流电感为最佳。
可见本隔离型的变换器电路实现了串联谐振电路的类似原理，同时由于第一开关单元起到的功率因素校正功能，也就是说，本变换器，通过单级电路结构和控制方法便实现了多种功能，省去了很多功率元件，同时又实现了软开关，开关的损耗较小，适合高功率密度的场合，本隔离型的变换器电路可利用串联谐振电路的类似原理，改变工作频率，从而可以实现副边输出电路在不同负载以及不同输入电压下的稳压输出，当输入及负载条件偏离一定的频率改变范围后，再利用改变占空比的方式来进行调节，以保证最大程度的软开关工作。
相比于现有的cycloconverter，同样实现了单级变换器构想，均比传统的三相交流变换器的基础上实现了电路简化，同时也实现了软开关，本发明不仅在理想三相交流输入条件下能正常工作，由于第一开关单元的三个开关组能满足任何三相交流输入条件下，输入的三相交流电源要能经过谐振电感lr、变压器、cr形成回路时，至少需有两相开关组开启，所以在输入电压出现跳变或者极性突变的情况下，不容易形成反向尖峰电压及电流倒灌，对侦测保护要求小，控制的算法可更加简单，使其真正可以大规模的推广引用。
综上，从结构上，本发明改变了传统的pfc电路加直流隔离变换电路的实现方法，通过本发明的拓扑结构，可以节省常规交直流变换器的交流整流后的储能单元，同时也可节省直流隔离变换的功率器件以及驱动电路，整个交直流变换电路简单，控制逻辑精简，效率高，适合于高效率及高功率密度需求场合；
从功能上，相对于传统的带有功率因素校正功能的隔离型三相交直流变换器而言，通过一级变换电路就实现了交直流转换功能、功率因素校正功能、隔离变换、软开关以及调压功能，可以节省很多功率率器件，同时相比于前述提到的cycloconverter，由于三相三线电源的输入可以在两相之间形成回路，每次导通不再是一相开关组，能有效应对输入电压出现跳变或者极性突变的情况，其电网适应性更强，工作稳定性更高，设备质量更加可靠。
从控制上，可以简化控制算法，提高dsp控制单元的运算速度，从pfc功能的开关操作来看，通过对其中一个开关组施加“高”驱动状态的驱动信号，对其他两个开关组实行pwm驱动状态的驱动信号，由此，可简化控制方法，实现了高pfc，低thdi。从软开关的角度的来看，只需要调整第一开关单元和第二开关单元的为0.5。从负载的角度，因为实现串联谐振电路的功能，所以可利用串联谐振电路的类似原理，改变工作频率，从而可以实现副边输出电路在不同负载以及不同输入电压下的稳压输出，当输入及负载条件偏离一定的频率改变范围后，再利用改变占空比的方式来进行调节，以保证最大程度的软开关工作。
对于其他区间段而言，以此类推，bc-ba区间，b相的驱动信号为高驱动状态，ac两相的驱动信号为pwm驱动信号，bc-o区间，c相的驱动则先于a相关闭，o-ba区间，a相的驱动则先于c相关闭；
ba-ca区间，a相的驱动信号为高驱动状态，bc两相的驱动信号为pwm驱动信号，ba-o区间，b相的驱动则先于c相关闭，o-ca区间，c相的驱动则先于b相关闭。
ca-cb区间，c相的驱动信号为高驱动状态，ab两相的驱动信号为pwm驱动信号，ca-o区间，a相的驱动则先于b相关闭，o-cb区间，b相的驱动则先于a相关闭。
cb-ab区间，b相的驱动信号为高驱动状态，ac两相的驱动信号为pwm驱动信号，cb-o区间，c相的驱动则先于a相关闭，o-ab区间，a相的驱动则先于c相关闭。
ab-ac区间，a相的驱动信号为高驱动状态，bc两相的驱动信号为pwm驱动信号，ab-o区间，b相的驱动则先于c相关闭，o-ac区间，c相的驱动则先于b相关闭。
由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各驱动波形的特征来判断，而不以理想角度来表示，根据三相电源信号的特点，可以分成六个区间段，六个区间段根据上述原理，第一驱动信号、第二驱动信号和第三驱动信号的波形逻辑表如下表，其中，在同一个区间段下，“高”为第一驱动信号，其他两个pwm驱动信号为第二驱动信号和第三驱动信号，综上所述，为一个周期内q1q2、q3q4、q5q6的驱动信号波形逻辑表。
表一、驱动波形逻辑表
根据驱动波形逻辑表各个区间段可得，可执行如下控制方法：
检测输入输出条件，判断输入输出条件是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，开始工作，需要对输入的三相三线电源电压信号进行锁相处理，判断三相三线电源的当前时刻所处的相位和区间段；对当前区间段下的第一开关单元中，对应于电压幅值绝对值最小的一相线路上的开关组，施加控制其在区间段内一直处于导通状态的第一驱动信号，并对另外两相线路上的开关组施加进行pwm控制的第二驱动信号和第三驱动信号，以及对第二开关单元进行pwm控制的第四驱动信号，使得三相三线电源之间能形成导通回路，并在不形成导通回路时，通过第二开关单元实现续流和反向谐振。
进行pwm控制的第二驱动信号、第三驱动信号和第四驱动信号，再根据电压信号的过零点“o”，将原来的6个区间段分成12个区间段，根据这12个区间段来执行对应占空比的驱动信号，如图13所示，以aco区间段为例，对于c相的开关组可执行“高”驱动状态的第一驱动信号，使得该相线路一直导通；对于另外两相线路上的开关组，将加持彼此占空比不一致的pwm驱动信号，在此区间段内，b相的pwm驱动信号为“大”驱动状态的第三驱动信号，a相的pwm驱动信号为“小”驱动状态的第二驱动信号，如图13所示，第三驱动信号占空比大于第二驱动信号的占空比，能实现a相的开关组先关闭，b相的开关组后关闭，以保持当a、b、c三相的第一开关单元加持了pwm驱动信号后，输入的三相交流的a、b、c能在不同的相路间有序的切换至不同的回路，避免单相线路接入，提高电网适应力，并形成续流，实现pfc功能；同时，能实现a相和b相上的均关闭，当a相和b相的开关组均关闭后，尽管c相的开关组保持开通，但不能使输入的三相交流电源形成回路，此时，对第二开关单元施加与“大”驱动状态的，即与第三驱动信号互补的第四驱动信号，在不能使输入的三相交流电源形成回路时，第四驱动信号使得q7续流后导通，形成反向谐振通路，从而构成llc电路，形成软开关，降低功率元件的开关损耗；各开关组和第二开关单元在第一驱动信号、第二驱动信号、第三驱动信号和第四驱动信号的控制下，实现对应的开关操作。如图13所示，总结12个不同区间下的时序图，对不同的区间段调节调节驱动的占空比，即：
在所述区间段内，所述另外两相线路中，电压方向与电压幅值绝对值最小的那相线路相同的一相线路上的开关组施加所述第二驱动信号，电压方向不同的开关组施加所述第三驱动信号，所述第二驱动信号的占空比小于所述第三驱动信号的占空比，且所述第四驱动信号的占空比与所述第三驱动信号的占空比相同。
采用上述方法能按照如下轮换方式进行：
假如某时刻下第一开关单元的三个开关组均导通，则第二开关单元不能导通，此时进行所述pwm控制的两个开关组所在的两相线路之间通过整流单元、串联谐振单元、变压器的一次侧形成回路；
下一时刻时，继续控制所述第二开关单元不导通，将所述第一开关单元中，电压方向与电压幅值绝对值最小的相线路相同的一相线路上的开关组关闭，电压方向不同的开关组维持导通，使得维持导通的一相线路与电压幅值绝对值最小的一相线路之间通过整流单元、串联谐振单元、变压器的一次侧形成回路；
继续进入下一个时刻，第二开关单元、串联谐振单元、变压器的一次侧续流后控制所述第二开关单元导通，将上一时刻维持导通的开关组关闭，此时进行pwm控制的开关组均关闭，通过第二开关单元、串联谐振单元、变压器的一次侧形成回路。
下一时刻，关闭第二开关单元，将与电压幅值绝对值最小的一相电压方向相同的一相线路的开关组保持关闭，电压方向不同开关组重新导通，重新导通的一相线路与电压幅值绝对值最小的一相线路之间形成回路。
再进入下一时刻，关闭第二开关单元，将与电压幅值绝对值最小的一相电压方向相同的一相线路的开关组开启，电压方向不同开关组保持开启，此时，三相上的开关组均开启，进行pwm控制的两个开关组所在的两相线路之间形成回路，由此循环。
对应aco区间段，刚开始时，q7关闭，a相和b相导通，形成回路；随即，由于a相驱动信号占空比小，a相先关闭，b相与c相导通，此时q7继续关闭；随后，两者均关闭，进入续流状态，续流后q7开启；由于b相驱动信号占空比大，随后b相先开启，b相与c相导通，形成回路，此时q7关闭；随后a相和b相均开启，a相和b相导通，此时q7继续关闭；如此循环，直至aco区间段结束，进入下一个区间段后，根据obc区间段的特点，改变占空比。
所述第一驱动信号的高驱动状态为一直存在的高电平，或所述第一驱动信号为pwm驱动信号，其驱动电压大于所述第二驱动信号和第三驱动信号的驱动电压；关于“高”驱动状态是一直为高电平，还是与“大”状态一致的占空比主要取决于输出负载，其差异性在于输出电压的相对波动性对负载的影响，本实施例是隔离型负载，则“高”状态可以一直为高电平，也可以是与“大”状态一致的pwm驱动信号。
实施例2：
如图14所示，本实施例提出了一种根据实施例1的pfc变换器的变形实施例，两个隔离型三相pfc变换器并联(或者交错并联)示意，通过实施例1所述所述的控制方法分别对至少两个并联连接的三相pfc变换器进行控制，本实施例可等效为串联谐振半桥，当变换器a与和变换器b驱动信号的工作时序错相半个高频周期，则为交错并联，这样可以使前端的输入电流连续，并改善emi。
实施例3：
如图15所示，本实施例提出了一种根据实施例1的pfc变换器的变形实施例，两个或者以上的隔离型三相pfc变换器并联或者交错并联示意，通过实施例1所述所述的控制方法分别对至少两个并联连接的三相pfc变换器进行控制，本实施例可等效为串联谐振全桥，变换器a与变换器b的工作相位错相半个高频周期，同时q7a与q7b各为50％占空比，所以a路的第一开关单元(q1aq2a、q3aq4a、q5aq6a)导通的时候通过q7b形成回路，b路第一开关单元(q1bq2b、q3bq4b、q5bq6b)导通的时候通过q7a形成回路。
本领域技术人员将认识到，对以上描述做出众多变通是可能的，所以实施例仅是用来描述一个或多个特定实施方式。
尽管已经描述和叙述了被看作本发明的示范实施例，本领域技术人员将会明白，可以对其作出各种改变和替换，而不会脱离本发明的精神。另外，可以做出许多修改以将特定情况适配到本发明的教义，而不会脱离在此描述的本发明中心概念。所以，本发明不受限于在此披露的特定实施例，但本发明可能还包括属于本发明范围的所有实施例及其等同物。