本发明涉及对称多相负载变频供电
技术领域：
，尤其是涉及一种实现多相变流器svpwm控制的通用方法。
背景技术：
：能源短缺、环境污染和气候变暖，是21世纪人类所面临的全球化问题，引起了世界各国对节能技术的广泛关注，节能降耗刻不容缓。电力工业是产能大户，同时也是耗能大户，电机及其系统节能是当前国际社会共同关注的话题。除了制定相应耗能标准，大力推广高效率电动机以外，采用大功率交流调速系统的节约效果非常明显，而对称绕组多相电机为实现大功率传动提供了一条可靠的途径。对称绕组多相电机因具有转矩密度高、效率高、转矩脉动小和容错能力强等突出优点而被广泛地应用于船舰推进、电力机车和可再生能源发电等场合。由多相变流器和对称绕组多相电机构成的交流调速系统在提高系统整体性能和实现低压大功率传动等方面具有较好的优势。多相变流器pwm控制是多相调速系统的核心技术。对于多相pwm变流器来说，通常采用spwm方法、cfpwm方法和svpwm方法。其中cfpwm方法和spwm方法由于开关频率、波形质量和母线电压利用率等因素，使其不太适合应用于大功率对称绕组多相电机调速系统pwm控制当中。为了保证调速系统的运行质量，有必要对多相变流器进行svpwm控制。svpwm控制方法把变流器和交流电机视为一体，以圆形旋转磁场为目标来控制逆变器工作，从而产生恒定的电磁转矩。在现有的文献中，针对五相变流器提出了一种五相svpwm的相邻最大两矢量(ntv)svpwm方式，虽然这种电压调制的电压利用率较高，但过多的谐波含量成为其实际应用的最大障碍。也有文献根据在载波周期内的参考电压与逆变器输出的平均电压相等原理提出了一种基于载波的svpwm技术，但这种方法不仅不能准确计算逆变器各桥臂在每个采样周期内的导通时间，而且对采样周期的高要求导致该技术的实现变得困难。此外，国内外有关九相变流器正弦供电时svpwm实现方法较少，还处于初级阶段，且已有技术中的方法都比较复杂。技术实现要素：本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种实现多相变流器svpwm控制的通用方法。本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：一种实现多相变流器svpwm控制的通用方法，包括以下步骤：s1：扇区划分：对多相变流器的有效电压矢量划分扇区；s2：工作矢量选取：对划分后的扇区选取工作矢量；s3：扇区判断：对基波电压参考矢量所在扇区进行判断；s4：虚拟电压矢量构建：对各次谐波平面构建虚拟电压矢量；s5：工作矢量持续时间获取：根据虚拟电压矢量获取工作矢量的持续时间；s6：上桥臂导通及关断时刻确定：根据工作矢量的持续时间，按零矢量对称分布的连续svpwm方式确定m相变流器某相的上桥臂开关导通时刻及关断时刻；s7：变流器控制：根据正弦波控制和谐波注入控制策略，调整各谐波电压参考矢量变化对变流器进行控制。优选地，所述的步骤s1中，多相变流器的有效电压矢量uv的获取表达式为：其中，m为变流器的相数，m＝3,5,7,9,……；sx为变流器第x相的上桥臂开关通断、下桥臂开关通断函数；v为各次谐波次数，v＝1,3,5,…,m-2。优选地，所述的步骤s2的具体内容为：在基波平面各扇区的边界电压矢量中选取工作矢量。优选地，所述的步骤s3中，扇区判断的具体过程为：根据基波平面参考矢量u1ref在两相静止坐标系α1-β1上的投影uα1和uβ1确定其位于第n(n＝1,2,……,2)号扇区：其中，ceil(x)函数为朝正无穷大方向取整；θ1为基波平面参考矢量u1ref在α1-β1两相静止正交坐标系内的相位角，其表达式为：优选地，所述的步骤s4中，对各次谐波平面构建的虚拟电压矢量的幅值为：其中，v为各次谐波次数，v＝1,3,5,…,m-2；n为工作矢量的标号，n＝1,2,3,……,m-1。优选地，所述的步骤s5中，工作矢量持续时间tn(n＝1,2,……,m-1)的计算公式为：其中，当扇区编号n为奇数时，a1＝n-1，a2＝n，当n为偶数时，a1＝n，a2＝n-1；ts为采样周期；uαv和uβv分别为第v次谐波参考矢量uvref在轴αv-βv上的投影；k＝1,2,3,……,(m-1)/2。优选地，所述的步骤s6中，m相变流器第x相的上桥臂开关导通时刻及关断时刻的表达式为：其中，当时，当时，当时，引入j(j＝1,3,5,……,m-1)个开通时刻和关断时刻则式中，t0和tm分别为零矢量u0和um的持续时间，且有：优选地，所述的步骤s7中，根据各谐波电压参考矢量变化对变流器进行控制的主要内容为：令除基波电压参考矢量u1ref外的各次谐波电压参考矢量uvref为零，则变流器输出正弦波形电压；若各次谐波电压参考矢量uvref按所给定规律变化，则变流器为受控谐波注入。本发明以提高直流母线电压利用率和减少开关损耗为目标，提出了一种选取工作矢量，并构建虚拟电压矢量来求解工作矢量持续时间，进而可快速数字化确定每个桥臂开通和关断时刻的方法。与现有技术相比，本发明对奇数相对称多相变流器的svpwm控制具有简易明了的通用性，可方便地实现正弦供电与谐波注入无缝衔接，提高电压利用率，充分挖掘多相电机的潜力。附图说明图1为m相变流器定子绕组供电示意图；图2为本发明方法的流程图；图3为以九相为例的变流器基波平面有效电压矢量分布及扇区划分图；图4为三相变流器基波平面工作矢量分布图；图5为九相变流器基波平面工作矢量分布图；图6为本发明针对九相变流器svpwm的扇区判断示意图；图7为本发明针对九相变流器在第一扇区选取的工作矢量在各次谐波平面的虚拟电压矢量分布图，其中，图7(a)为基波平面的工作电压矢量，图7(b)为三次谐波平面的虚拟电压矢量，图7(c)为五次谐波平面的虚拟电压矢量，图7(d)为七次谐波平面的虚拟电压矢量；图8为本发明实施例的三相变流器svpwm仿真结果图，其中，图8(a)为负载电流波形图，图8(b)为负载电压波形图，图8(c)为调制波波形图；图9为本发明实施例的九相变流器svpwm仿真结果图，其中，图9(a)为负载电流波形图，图9(b)为负载电压波形图，图9(c)为调制波波形图。具体实施方式下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。图1表示变流器为m(m＝3,5,7,9,……)相对称绕组电机定子绕组供电，ud为供给变流器的直流电压；设变流器自左向右排列桥臂的编号分别是1,2,……,m，与第x(x＝1,2,……,m)相桥臂连接的绕组的轴线的空间位置是2(x-1)π/m。m相变流器共有2m个工作状态，用开关函数sx表示变流器第x相的上桥臂开关导通，下桥臂开关关断，例s1＝1，则表示变流器第1相的上桥臂开关导通，下桥臂开关关断；若s1＝0，则反之；其他情况类似。本发明涉及一种实现多相变流器svpwm控制的通用方法，如图2所示，该方法包括以下步骤：1)扇区划分：对多相变流器的有效电压矢量划分扇区，以ud/2电压为基值，m相变流器在各次谐波v＝1,3,5,…,m-2平面内的有效电压矢量可由下式求得：其中，m相变流器共有2个零矢量，分别为u0和um，以及2m-2个有效电压矢量。在基波平面将2m-2个有效电压矢量分为对称的2m个扇区，每个扇区对应π/m电弧度。以m＝9为例的有效电压矢量及扇区划分如图3所示。2)工作矢量选取：在基波平面各扇区的边界电压矢量中选取一部分作为工作矢量，工作矢量可用{λ,m-λ}表示。λ和(m-λ)分别为相邻桥臂的上桥臂开关导通数目或关断数目，导通或关断的上桥臂均为连续排列。显然，根据排列组合知识可知{λ,m-λ}组包括2m个工作矢量。例如m＝3，5，7，9时的分组情况及组数如表1所示。表1不同相数变流器工作矢量分组情况相数分组情况组数3{1,2}15{1,4}、{2,3}27{1,6}、{2,5}、{3,4}39{1,8}、{2,7}、{3,6}、{4,5}4表1中三相变流器只有一个分组{1,2}，包括2x3＝6个工作矢量为：{100、110、010、011、001、101}；九相变流器有四个分组共4x2x9＝72个工作矢量，以{1,8}组为例，其包括的2x9＝18工作矢量为：{100000000、010000000、001000000、000100000、000010000、000001000、000000100、000000010、000000001、011111111、101111111、110111111、111011111、111101111、111110111、111111011、111111101、111111110}，其他情况可类似得出。三相变流器和九相变流器svpwm的工作矢量和扇区划分及编号如图4和图5所示，其他情况可类似得出。3)参考电压矢量所属扇区的判断：根据基波平面参考矢量u1ref在两相静止坐标系α1-β1上的投影uα1和uβ1确定其位于第n(n＝1,2,……,2m)号扇区，扇区编号n可由下式判断：其中，ceil(x)函数为朝正无穷大方向取整；θ1为基波平面参考矢量u1ref在α1-β1两相静止正交坐标系内的相位角，其表达式为：以九相变流器为例，扇区判断示意图如图6所示。4)虚拟电压矢量构建：对各次谐波平面构建虚拟电压矢量vvk，该矢量的幅值为：式中，v＝1,3,5,…,m-2为各次谐波次数，n＝1,2,3,……,m-1为虚拟电压矢量的标号。5)工作矢量持续时间获取：在每个采样周期ts内用m-1个工作矢量合成参考矢量，即需要构建一个m-1元一次方程组来获取工作矢量的持续时间tn(n＝1,2,……,m-1)。根据伏秒平衡原则可得m相变流器的工作矢量持续时间计算公式为：当n为奇数时，a1＝n-1，a2＝n；当n为偶数时，a1＝n，a2＝n-1。其中，v＝1,3,5,…,m-2为各次谐波次数，k＝1,2,3,……,(m-1)/2。6)上桥臂导通及关断时刻确定：m相变流器某相的上桥臂开关导通时刻及关断时刻的表达式为：其中，当时，当时，当时，以开关损耗和谐波分量都较小为原则，采用零矢量对称均匀分布的连续svpwm实现方法，则零矢量u0和um的持续时间t0和tm相等，即：根据式(6)和式(7)，引入j(j＝1,3,5,……,m-1)个开通时刻和关断时刻则可得：基于式(7)和式(8)可推出m相变流器在不同扇区时各桥臂的开关导通和关断时刻，从而确定调制波的大小以及实现对各相功率开关的触发控制。7)变流器控制：令除基波电压参考矢量u1ref外的各次谐波电压参考矢量uvref为零，则变流器输出正弦波形电压；若谐波电压参考矢量uvref发生变化，则变流器为受控谐波注入，可提高直流母线电压利用率。为证明本发明方法的有效性和优势性，对三相变流器svpwm和九相变流器svpwm分别进行了按正弦电压控制的仿真。仿真中采用阻感负载代替定子绕组。仿真结果如图8及图9所示。由图8(a)和图9(a)可知，在稳态时，三相变流器svpwm和九相变流器svpwm的负载电流波形是频率为50hz且对称的标准正弦波；此外，电流因受到功率开关脉冲宽度调制的影响而存在少量的纹波，与变流器正弦供电情况一致。由图8(b)和图9(b)可知，m相变流器会在负载两端产生一种由2m-1种电平构成的电压波形，从而使负载电压呈正弦波变化。图8(c)和图9(c)分别为三相变流器svpwm和九相变流器svpwm的调制波。以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本
技术领域：
的工作人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。当前第1页12