本发明涉及一种全桥llc谐振变换电路，同时涉及一种电路输出控制方法，特别涉及全桥llc谐振变换电路的宽范围输出控制方法。
背景技术：
目前电动汽车的电池端压范围大致有两种，200v～500v和300v～750v。如果一台充电机可以实现对两种电压范围的电池充电，就能大幅减少充电桩的建设成本，提高经济效益。
llc谐振变换电路因其高效率、以及能够做到更高的功率密度等优势而受到业内人士的青睐。但是llc谐振变换电路属于变频率调压变换器，传统的控制方法很难同时满足高效率与宽输出电压的要求。
技术实现要素：
本发明首先所要解决的技术问题是提供一种全桥llc谐振变换电路，该电路能同时满足高效率输出及宽输出电压的要求。
为此，本发明采用以下技术方案：
一种全桥llc谐振变换电路，包括变换电路及整流电路，所述变换电路包括q1、q2、q3、q4四个开关管，其中q1、q2串联组成左桥臂，q3、q4组成串联右桥臂，两个桥臂并联，所述变换电路部分还设置串联的谐振电容cr、谐振电感lr，谐振电容cr一端连接其中一个桥臂，谐振电感lr连接另一个桥臂；
所述整流电路包括四个全桥整流二极管d1、d2、d3、d4，所述d1、d2串联组成一组全桥整流二极管，d3、d4串联组成另一组全桥整流二极管，两组全桥整流二极管并联；
所述变换电路与整流电路通过谐振变压器lr连接，谐振变压器lr在整流电路中分别连接两组全桥整流二极管。
进一步的，所述全桥llc谐振变换电路可以为单个应用的全桥llc谐振电路或者由两个或两个以上全桥llc谐振电路经并联或串联而形成的衍生电路。
此外，四个开关管q1、q2、q3、q4的门极驱动信号分别为vg1、vg2、vg3、vg4，门极驱动信号的频率随着负载、输出电压变动实现全桥工作模式及半桥工作模式。
本发明还要解决的技术问题是提供一种全桥llc谐振变换电路的宽范围输出控制方法，该控制方法中，当输出电压uo大于（uomax+uomin）/2时，使全桥llc谐振变换电路工作在全桥工作模式下；当输出电压uo小于（uomax+uomin）/2时，使全桥llc谐振变换电路工作在半桥工作模式下；在输出电压等于（uomax+uomin）/2时，进行全桥工作模式和半桥工作模式的切换，切换方法为对互补动作的桥臂给定初始工作频率；其中，uomax为额定最大输出电压；uomin为额定最小输出电压。
在本方法中，所述全桥工作模式是指：使变换电路的左桥臂、右桥臂的上下两开关管的门极驱动信号互补，保持门极驱动信号占空比为50％，门极驱动信号的频率随着负载、输出电压变动。
在本方法中，所述半桥工作模式是指：使变换电路仅有一个桥臂上下两开关管的门极驱动信号互补，保持门极驱动信号占空比为50％，门极驱动信号的频率随着负载、输出电压变动；另一个桥臂的上开关管始终关闭，下开关管始终开通。
进一步的，所述全桥工作模式和半桥工作模式的切换方法是指：在升压工作过程中，变换电路从半桥切换到全桥，对左桥臂、右桥臂的上下两开关管的门极驱动信号给定初始工作频率；在降压工作过程中，变换电路从全桥切换到半桥，对其中一个桥臂上下两开关管的门极驱动信号给定初始工作频率，另一个桥臂的上开关管始终关闭，下开关管始终开通。
此外，所述全桥llc谐振变换电路为单个应用的全桥llc谐振电路或者两个或两个以上全桥llc谐振电路经并联或串联而形成的衍生电路。
与现有技术相比，本发明所达到的效益在于：能够提供更宽的输出电压范围，或者同样的输出电压范围下，能够获得更好的输出特性指标，如：更高的效率、更小的输出电压纹波。
附图说明
图1为全桥llc谐振变换电路的电路图。
图2为全桥llc谐振变换电路全桥模式工作波形。
图3为全桥llc谐振变换电路半桥模式工作波形。
图4为不同的输出电压uo对应的工作模式示意图。
图5为带滞回切换的工作模式示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
实施例一：
如图1所示是适用于本发明方法的一种全桥llc谐振变换电路，也可应用于全波整流型的llc谐振变换电路。图1所示电路中，四个开关管q1、q2、q3、q4，四个全桥整流二极管d1、d2、d3、d4，以及谐振电容cr、谐振电感lr、谐振变压器tr组成全桥llc谐振变换电路。四个开关管q1、q2、q3、q4的门极信号分别为vg1，vg2，vg3，vg4。
如图2所示，本发明所提供的全桥llc谐振变换电路的宽范围输出控制方法，具体如下：
当输出电压uo大于（uomax+uomin）/2时，使全桥llc谐振变换电路工作在全桥工作模式下，通过变频进行调压；
当输出电压uo小于（uomax+uomin）/2时，使全桥llc谐振变换电路工作在半桥工作模式下，通过变频进行调压；
在输出电压等于（uomax+uomin）/2时，进行全桥工作模式和半桥工作模式的切换，切换方法是设定互补动作的桥臂初始工作频率。
其中，uomax为额定最大输出电压；uomin为额定最小输出电压。
具体的，如图3所示，为所述全桥工作模式是指：使变换电路的驱动信号vg1，vg2，vg3，vg4各为50%占空比，vg1和vg2互补并留有死区时间，vg3与vg4互补并留有死区时间，vg1与vg3相位互差180度，驱动信号的频率随着负载、输出电压变动。
如图4所示，为所述半桥工作模式是指：使变换电路的驱动信号vg1，vg2各为50%占空比，vg1和vg2互补并留有死区时间，vg3保持低电平使开关管q3始终关闭，vg4保持高电平使q4始终开通，vg1和vg2驱动信号的频率随着负载、输出电压变动。
如图2所示，所述全桥工作模式和半桥工作模式的切换方法是指：在升压工作过程中，变换器从半桥切换到全桥，左右桥臂驱动信号vg1，vg2，vg3，vg4的初始工作频率同时设定为频率上限fsmax；在降压工作过程中，变换器从全桥切换到半桥，设定其中一个桥臂vg1，vg2的驱动信号为频率下限fsmin，另一个桥臂的vg3保持低电平使上开关管q3始终关闭，vg4保持高电平使下开关管q4始终开通。
实施例二：
如图1所示是适用于本发明方法的一种全桥llc谐振变换电路，也可应用于全波整流型的llc谐振变换电路。图1所示电路中，四个开关管q1、q2、q3、q4，四个全桥整流二极管d1、d2、d3、d4，以及谐振电容cr、谐振电感lr、谐振变压器tr组成全桥llc谐振变换电路。四个开关管q1、q2、q3、q4的门极信号分别为vg1，vg2，vg3，vg4。
如图5所示，本发明所提供的带滞回切换的全桥llc谐振变换电路的宽范围输出控制方法，具体如下：
当输出电压uo大于（uomax+uomin）/2+ε时，使全桥llc谐振变换电路工作在全桥工作模式下，通过变频进行调压；
当输出电压uo小于（uomax+uomin）/2-ε时，使全桥llc谐振变换电路工作在半桥工作模式下，通过变频进行调压；
在输出电压在[（uomax+uomin）/2-ε,（uomax+uomin）/2+ε]内，进行带滞回的全桥工作模式和半桥工作模式的切换。在升压工作中，电路在[（uomax+uomin）/2-ε,（uomax+uomin）/2+ε]区间内工作在半桥模式，当输出电压大于（uomax+uomin）/2+ε时，电路才切换到全桥工作模式。在降压工作中，电路在[（uomax+uomin）/2-ε,（uomax+uomin）/2+ε]区间内工作在全桥模式，当输出电压小于（uomax+uomin）/2-ε时，电路才切换到半桥工作模式。
带滞回切换的控制方法可以避免变换器在临界点（uomax+uomin）/2处频繁切换，防止电路失稳。
其中，uomax为额定最大输出电压；uomin为额定最小输出电压，ε为滞回区间电压，其值根据工程实践进行整定。
具体的，如图3所示，为所述全桥工作模式是指：使变换电路的驱动信号vg1，vg2，vg3，vg4各为50%占空比，vg1和vg2互补并留有死区时间，vg3与vg4互补并留有死区时间，vg1与vg3相位互差180度，驱动信号的频率随着负载、输出电压变动。
如图4所示，为所述半桥工作模式是指：使变换电路的驱动信号vg1，vg2各为50%占空比，vg1和vg2互补并留有死区时间，vg3保持低电平使开关管q3始终关闭，vg4保持高电平使q4始终开通，vg1和vg2驱动信号的频率随着负载、输出电压变动。
如图2所示，所述全桥工作模式和半桥工作模式的切换方法是指：在升压工作过程中，变换器从半桥切换到全桥，左右桥臂驱动信号vg1，vg2，vg3，vg4的初始工作频率同时设定为频率上限fsmax；在降压工作过程中，变换器从全桥切换到半桥，设定其中一个桥臂vg1，vg2的驱动信号为频率下限fsmin，另一个桥臂的vg3保持低电平使上开关管q3始终关闭，vg4保持高电平使下开关管q4始终开通。
本发明方法能够提供更宽的输出电压范围，或者同样的输出电压范围下，能够获得更好的输出特性指标，如：更高的效率、更小的输出电压纹波等。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不是对本发明的限制，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种变化和更改。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。