一种NPC三电平无损软关断电路的制作方法

本发明涉及npc三电平电路技术领域，尤其涉及一种npc三电平无损软关断电路。

背景技术：

能源短缺和环境污染是人类当前面临的共同的世纪性难题。从20世纪90年代以来，以高压igbt、igct为代表的性能优异的复合器件的发展引人注目，并在此基础上产生了很多新型的高压大容量变换拓扑结构，成为国内外学者和工业界研究的重要课题，使得传统上在大功率应用领域中占主导地位的scr、gto及其变换器结构受到强有力的挑战。在工业发达国家，兆瓦级的高压多电平逆变器已有产品大量投入市场，并应用于电力机车牵引、船舶电力推进、轧钢、造纸、油气田、无功补偿等高性能系统中。三电平逆变器的结构较简单，其电路拓扑形式从一定意义上来说可以看成多电平逆变器结构中的一个特例，它的中点钳位及维持中点电位动态平衡技术、功率器件尖峰吸收缓冲电路、pwm算法简化及控制策略、高压功率器件的驱动及系统的工作电源等也是多电平逆变器控制需要研究解决的问题。

现有的npc三电平电路都是采用rc做吸收电路，以缓冲igbt的关断尖峰，虽然rc吸收电路对关断尖峰有一定的抑制作用，但由于rc吸收电路的效率极低会产生较大的发热损耗(靠电阻r发热)，如果要减缓igbt关断边沿的上升斜率，电阻r上的发热量要占到整机功率的百分之几，这是根本不能允许的，因此rc吸收基本不能减少igbt的关断损耗，另外，仅采用rc吸收的npc三电平电路不宜多管并联，因为rc吸收电路不能明显减缓igbt的关断边沿，不同igbt管间总有参数的差异，在多管并联使用时，关断较慢的igbt承受了主要的关断损耗，当负载变大时很容易产生故障。

技术实现要素：

本发明的目的在于：为解决现有的npc三电平电路中的rc吸收电路无法减小igbt的关断损耗，且采用rc吸收的npc三电平电路不宜多管并联的问题，本发明提供一种npc三电平无损软关断电路。

一种npc三电平无损软关断电路，包括igbt管q1、igbt管q2、igbt管q3和igbt管q4，igbt管q1和igbt管q4为外管，igbt管q2和igbt管q3为内管，igbt管q1的发射极连接igbt管q2的集电极，igbt管q2的发射极连接igbt管q3的集电极,igbt管q3的发射极连接igbt管q4的集电极；内管igbt管q2与外管igbt管q4互补，内管igbt管q3与外管igbt管q1互补。

igbt管q1的集电极和发射极分别连接二极管d1的阴极和阳极，igbt管q1的发射极还连接二极管d7的阴极和电容c5的正极，二极管d7的阴极连接电容c4的负极，电容c4的正极连接二极管d1的阴极和igbt管q1的集电极，电容c5的负极连接储能电感l2的一端和二极管d9的阴极，储能电感l2的另一端连接二极管d8的阳极，二极管d8的阴极连接二极管d7的阳极和电容c4的负极，二极管d9分别连接电容c1和0v中点，电容c1的另一端和igbt管q1的集电极连接正母线。

igbt管q4的集电极和发射极分别连接二极管d4的阴极和阳极，igbt管q4的集电极还连接二极管d10的阳极，二极管d10的阴极连接电容c6的正极，电容c6的负极还连接二极管d4的阳极和igbt管q1的发射极，二极管d11的阳极连接二极管d10的阴极和电容c6的正极，二极管d11的阴极连接储能电感l3的一端，储能电感l3的另一端连接电容c7的正极和二极管d2的阳极，电容c7的负极连接igbt管q4的集电极，二极管d12的阴极连接电容c2的一端和0v中点，电容c2的另一端与igbt管q4的集电极共同连接负母线。

具体地，所述igbt管q2的集电极和发射极分别连接二极管d2的阴极和阳极，二极管d2还并联有rc吸收电路一；所述rc吸收电路一包括串联的电阻r2和电容c3，电阻r2的一端连接二极管d2的阳极和igbt管q2的发射极，所述电容c3的一端连接电阻r2，另一端连接二极管d2的阴极和igbt管q2的集电极；所述igbt管q2的发射极连接储能电感l1的一端；所述igbt管q2的集电极和0v中点之间连接二极管d5，二极管d5的阳极连接0v中点、阴极连接igbt管q2的集电极；igbt管q2的集电极和igbt管q1的发射极连接。

具体地，所述igbt管q3的集电极和发射极分别连接二极管d3的阴极和阳极，二极管d3还并联有rc吸收电路二；所述rc吸收电路二包括串联的电阻r1和电容c8，电阻r1的一端连接二极管d3的阳极和igbt管q3的发射极，所述电容c8的一端连接电阻r1，另一端连接二极管d3的阴极和igbt管q3的集电极；所述igbt管q3的集电极连接储能电感l1的一端；所述igbt管q3的发射极和0v中点之间连接二极管d6，二极管d6的阴极连接0v中点、阳极连接igbt管q3的发射极；igbt管q3的发射极和igbt管q4的集电极连接。

采用上述方案后，本发明的有益效果在于：

(1)本发明的具体工作工程及其原理将在具体实施中作详细阐述，总之，本发明的电路不仅能明显延缓三电平igbt管的关断边沿，大幅减小igbt的关断损耗，具体而言，不同实施例有着不同的参数，根据具体实施方式中可以看出，当igbt关断边沿为300ns-600ns时，igbt的关断损耗会大幅下降到原关断损耗30％-45％。而且在电路的整个工作过程中，除了二极管具有正向导通损耗外，均为无损。

(2)具体而言，本发明电路能够明显软化npc三电平电路高频外管q1、q4的关断边沿，大幅减小关断损耗，提高电路运行的效率和可靠性，特别能提高多管并联的大功率系统的可靠性，在三相不平衡治理产品中有很好的体现。

(3)在多igbt管并联的应用中，由于每个igbt管的特性总有差异，关断时总有一个igbt最先关断，有一个igbt管最后关断，如果igbt管关断边沿的上升斜率很陡，比如小于100ns，那么后关断的igbt管会承受较大的关断损耗，使并联igbt管间的损耗分配很不均衡，致使系统不可靠，采用本发明电路，在不增加电路损耗的情况下，能有效的减缓igbt管关断边沿的上升斜率，这个上升时间从300ns到600ns不等，使得igbt关断损耗大幅减小，同时也规避了并联igbt管间的损耗分配很不均衡问题。

附图说明

图1为本发明的三电平无损关断吸收电路图；

图2为现有的三电平关断吸收电路图；

图3为当igbt管q1关断瞬间的电路流向示意图；

图4为当关断周期后当igbt管q1重新开通时的电路流向示意图；

图5为当电容c4的电压放到0v后的电路流向示意图；

图6为当电容c5的电压充满后的电路流向示意图；

图7为当igbt管q4处于导通的后期的电路流向示意图；

图8为当关断周期后当igbt管q4重新开通时的电路流向示意图；

图9为当电容c6的电压放到0v后的电路流向示意图；

图10为当电容c7的电压充满后的电路流向示意图；

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明背景技术中所描述的现有的npc三电平电路如图1所示，igbt管q1、igbt管q4为外管，igbt管q2、igbt管q3为内管，内管igbt管q2与外管igbt管q4互补，内管igbt管q3与外管igbt管q1互补。igbt管q1、igbt管q2、igbt管q3和igbt管q1的吸收电路均为rc吸收电路。

如图2所示，其中，igbt管q1的集电极和发射极分别连接二极管d1的阴极和阳极，二极管d1还并联有rc吸收电路三；所述rc吸收电路三包括串联的电阻r2和电容c4，电阻r1的一端连接二极管d1的阴极和igbt管q1的集电极，所述电容c4的一端连接电阻r1，另一端连接二极管d1的阳极和igbt管q1的发射极；igbt管q1的集电极连接正母线，d5，igbt管q1的发射极连接igbt管q2的集电极；所述igbt管q2的集电极和0v中点之间连接二极管d5，二极管d5的阳极连接0v中点、阴极连接igbt管q2的集电极；电容c1的一端连接0v中点，另一端连接正母线。igbt管q2的集电极和igbt管q1的发射极连接。

igbt管q4的集电极和发射极分别连接二极管d4的阴极和阳极，二极管d4还并联有rc吸收电路四；所述rc吸收电路四包括串联的电阻r3和电容c5，电阻r3的一端连接二极管d4的阳极和igbt管q4的发射极，所述电容c5的一端连接电阻r3，另一端连接二极管d4的阴极和igbt管q4的集电极；igbt管q4的发射极连接负母线，d6，igbt管q4的集电极连接igbt管q3的发射极；所述igbt管q4的集电极和0v中点之间连接二极管d6，二极管d6的阴极连接0v中点、阳极连接igbt管q4的集电极；电容c1的一端连接0v中点，另一端连接负母线。igbt管q3的发射极和igbt管q4的集电极连接。

igbt管q2的集电极和发射极分别连接二极管d2的阴极和阳极，二极管d2还并联有rc吸收电路一；所述rc吸收电路一包括串联的电阻r2和电容c3，电阻r2的一端连接二极管d2的阳极和igbt管q2的发射极，所述电容c3的一端连接电阻r2，另一端连接二极管d2的阴极和igbt管q2的集电极；所述igbt管q2的发射极连接储能电感l1的一端；所述igbt管q2的集电极和0v中点之间连接二极管d5，二极管d5的阳极连接0v中点、阴极连接igbt管q2的集电极；igbt管q2的集电极和igbt管q1的发射极连接。

igbt管q3的集电极和发射极分别连接二极管d3的阴极和阳极，二极管d3还并联有rc吸收电路二；所述rc吸收电路二包括串联的电阻r1和电容c8，电阻r1的一端连接二极管d3的阳极和igbt管q3的发射极，所述电容c8的一端连接电阻r1，另一端连接二极管d3的阴极和igbt管q3的集电极；所述igbt管q3的集电极连接储能电感l1的一端；所述igbt管q3的发射极和0v中点之间连接二极管d6，二极管d6的阴极连接0v中点、阳极连接igbt管q3的发射极；igbt管q3的发射极和igbt管q4的集电极连接。

在上述电路中，当工频的正半周时，igbt管q1处于高频开关状态、igbt管q4关断，igbt管q2恒定导通，高频电流在igbt管q1和二极管d5中来回切换；当工频的负半周时，igbt管q4处于高频开关状态、igbt管q1关断，igbt管q3恒定导通，高频电流在igbt管q4和二极管d6中来回切换，因此npc三电平电路的开关损耗主要由功率外管q1、q4和二极管d5、d6产生，所以，本发明只对igbt管q1和igbt管q2的外的rc吸收电路作了改进，而非对四个igbt管的rc吸收电路都进行改进。现有的npc电路的缺点在背景技术中已经详细描述，在此，不再赘述。

如图1所示，相较于现有的三电平关断吸收电路(即图1所示的电路)，本发明改进的部分为：

igbt管q1的集电极和发射极分别连接二极管d1的阴极和阳极，igbt管q1的发射极还连接二极管d7的阴极和电容c5的正极，二极管d7的阴极连接电容c4的负极，电容c4的正极连接二极管d1的阴极和igbt管q1的集电极，电容c5的负极连接储能电感l2的一端和二极管d9的阴极，储能电感l2的另一端连接二极管d8的阳极，二极管d8的阴极连接二极管d7的阳极和电容c4的负极，二极管d9分别连接电容c1和0v中点，电容c1的另一端和igbt管q1的集电极连接正母线。

igbt管q4的集电极和发射极分别连接二极管d4的阴极和阳极，igbt管q4的集电极还连接二极管d10的阳极，二极管d10的阴极连接电容c6的正极，电容c6的负极还连接二极管d4的阳极和igbt管q1的发射极，二极管d11的阳极连接二极管d10的阴极和电容c6的正极，二极管d11的阴极连接储能电感l3的一端，储能电感l3的另一端连接电容c7的正极和二极管d2的阳极，电容c7的负极连接igbt管q4的集电极，二极管d12的阴极连接电容c2的一端和0v中点，电容c2的另一端与igbt管q4的集电极共同连接负母线。

与图2相比，本发明的电路取消了igbt管q1、igbt管q4的rc吸收电路三和rc吸收电路四，上半桥新增了吸收电容c4、电容c5，储能电感l2，二极管d7、二极管d8、二极管d9，下半桥新增了吸收电容c6、电容c7，储能电感l3，二极管d10、电容d11、电容d12。电容的容量c4＝c5＝c6＝c7，容量的具体大小取决于系统的容量，应使外管关断时，边沿波形有明显的变缓。

在工频上半周igbt管q4关断、igbt管q2一直导通，igbt管q1为高频开关、igbt管q3与igbt管q1互补开通。

如图3所示，首先igbt管q1处于导通的后期，电容c4两端电压为0v、电容c5的电压与母线电容c1的电压相等，且电容c5的m端为正、n为负。当igbt管q1关断瞬间，负载电流一部分通过a：母线电压通过电容c4、二极管d7、开关管q2、负载滤波电感l1；负载电流另一部分通过b：母线电压通过电容c1、二极管d9、电容c5的n端、电容c5的m端、开关管q2、负载滤波电感l1，共两个回路流通。由于电容c4的初始电压为0v，电容c1加电容c5的两端电压和也为0v，所以q1关断时其ce极两端的电压缓慢上升，这样q1管的关断拖尾损耗大幅减小。在该过程中二极管d5两端的电压等于电容c5两端的电压，由于电容c5的m端为正、n为负，故二极管d5受反压关断，因此，当igbt管q1关断瞬间，负载电流不经过电容c1和二极管d5这条支路。本过程直到电容c4的电压(j正、k负)充到和母线电容c1的电压相等、电容c5两端电压为0(c1加c5的两端电压和为母线电压)才结束，其中，电容c1是直流母线电容，其两端的电压为恒定直流，即为一半母线电压。然后负载电流从hv+流过母线电容c1、二极管d5、开关管q2、到负载滤波电感l1。设总母线电压为udc、负载电流为il，那么在功率管q1的ce极两端电压的上升时间为td＝0.5udc(c4+c5)/il。

如图4所示，经过关断周期后当igbt管q1重新开通时，电容c4储存的电能会通过igbt管q1向电容c5转移，电流回路如下：电容c4的j端、igbt管q1、电容c5的m端、电容c5的n端、电感l2、二极管d8、回到电容c4的k端。电容c4和电容c5串联后再与电感l2构成串联谐振，电容c4的电压在下降、c5的电压在上升、电感l2的电流按正弦从0增加，本状态持续到电容c4的电压放到0v结束，本状态持续时间为

如图5所示，当电容c4的电压放到0v后，由于电感l2的电流惯性故二极管d7导通，电流回路如下：电感l2的的1脚、二极管d8、二极管d7、电容c5的m端、电容c5的n端、回到电感l2的的2脚。电感l2中能量持续流入到电容c5中(m点为正、n点为负)，直到电容c5的电压充到udc/2，本状态经过时间后结束。

如图6所示，当电容c5的电压充满后，电感l2的电流还未减小到0，电感l2的能量通过二极管d7、二极管d8、二极管d9、二极管q1返回到母线电容c1中，于是形成新的电流回路：电感l2的1脚、二极管d8、二极管d7、功率管q1(q1处于开通状态)、母线电容c1、二极管d9、回到电感l2的2脚，本状态直到电感l2的电流衰减到0后结束。然后等待功率管q1关断后重新进入图3的循环。

在工频下半周igbt管q1关断、igbt管q3一直导通，igbt管q4为高频开关、igbt管q2与igbt管q4互补开通。

如图7所示，首先igbt管q4处于导通的后期，电容c6两端电压为0，电容c7的电压与母线电容c2的电压相等，且电容c7的q端为正、p为负。当q4关断瞬间，负载一部分电流通过a：电感l1、功率管q3、二极管d10、电容c6的r端、电容c6的s端(负母线hv-)；另一部分电流通过b：电感l1、功率管q3、电容c7的p端、电容c7的q端、二极管d1、母线电容c2、负母线hv-，共两个回路流通。同样，在该过程中二极管d6两端的电压等于电容c7两端的电压，由于电容c7的q端为正、p为负，故二极管d6受反压关断，电流不经过d6。

由于c6的初始电压为0，c2加c7的两端电压和也为0，所以q4关断时其集电极和发射极两端的电压缓慢上升，q4管的关断损耗大幅减小。本过程直到c6的电压(r正、s负)充到和母线电容c2的电压相等、c7两端电压为0(c2加c7的两端电压和为母线电压)才结束，状态开始时电容c7的q端为正、p为负，通过回路b充电后，电容c7的电压才变为0v的。然后负载电流从电感l1经过q3、流过二极管d6到负母线电容c2、最后回到负母线hv-。设总总母线电压为udc、负载电流为il，那么在功率管q4的ce极两端电压的上升时间为td＝0.5udc(c6+c7)/il。

如图8所示，经过关断周期后当igbt管q4重新开通时，电容c6储存的电能会通过q4向电容c7转移，电流回路如下：电容c6的r端、二极管d11、电感l3、电容c7的q端、电容c7的p端、功率管q4、回到电容c6的s端。电容c6和电容c7串联后再与电感l3构成串联谐振，电容c6的电压在下降、c7的电压在上升、电感l3的电流按正弦从0增加，本状态持续到电容c6的电压放到0v结束，本状态持续时间为

如图9所示，当电容c6的电压放到0v后，由于电感l3的电流惯性故二极管d10导通，电流回路如下：电感l3的的1脚、电容c7的q端、电容c7的p端、二极管d10、二极管d11、回到电感l3的的2脚。电感l3中能量持续流入到电容c7中(q点为正、p点为负)，直到电容c7的电压充到udc/2，本状态经过时间后结束。

如图10所示，当电容c7的电压充满后，电感l3的电流还未减小到0，电感l3的能量通过d10、d11、d12、q4返回到母线电容c2中，于是形成新的电流回路：电感l3的1脚、二极管d12、母线电容c2、功率管q4(q4处于开通状态)、二极管d10、二极管d11、回到电感l2的2脚，本状态直到电感l3的电流衰减到0后结束。然后等待功率管q4关断后重新进入图7的循环。

以上即为本发明电路的详细工作过程，本发明电路不仅能明显延缓三电平igbt管的关断边沿，大幅减小igbt的关断损耗，而且在电路的整个工作过程中，除了二极管具有正向导通损耗外，均为无损耗元件，所以电路自身的效率也高。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。