一种三电平NPC变流器的新型调制策略的制作方法

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种三电平npc变流器的新型调制策略。

背景技术：

近年来，三电平中点箝位型变流器在光伏并网的应用越来越广泛，技术也越来越成熟，但是，其固有的中点电位平衡问题仍需完善。

三电平变流器的调制方法有载波pwm法和空间矢量pwm(spacevectorpwm，svpwm)法。svpwm由于电压利用率高、矢量选择灵活，受到了广泛的欢迎，但这种方法算法复杂、计算量大。相反，基本的载波pwm却具有算法简单、易于实现的优点，然而，由于三电平npc变流器需要控制中点电位平衡，且普遍采用零序电压注入的方法，这又给载波pwm带来了以下不足：1)所需注入零序电压的准确值计算非常复杂，这抵消了基本载波pwm算法简单的优点；2)在部分调制度和功率因数下，中点电位低频波动仍然无法完全消除，这不仅需要增大直流节点电容，还会增加逆变输出的低频谐波。

由于目前的调制方法还不能很好的解决三电平npc变流器的中点电位平衡问题，存在在部分条件下无法完全消除中点电位低频波动，或不具有消除中点电位直流不平衡功能，出现了双调制波载波pwm调制策略，这种方法可以在全调制度和全功率因数下消除中点电位低频波动，作用在三电平npc变流器中，中点电位以载波频率波动，载波频率越高，中点电位波动频率越高，波动幅值越小。但双调制载波pwm调制策略也有一些不足，比如在高调制度低功率因数情况下算法复杂，实现难度高。

事实上，如果能够进一步克服双调制波载波pwm在三电平npc变流器中点平衡控制时的不足，必将促进其在三电平变流器中的应用，并进一步提高变流器的性能。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种三电平npc变流器的新型调制策略，解决了现有技术中中点电位直流不平衡的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种三电平npc变流器的新型调制策略，包括以下步骤：

步骤1，根据载波pwm调制方法，定义两组互补的三相调制波：

第一组：uap1、uan1、ubp1、ubn1、ucp1、ucn1；

第二组：uap2、uan2、ubp2、ubn2、ucp2、ucn2；

步骤2，求出步骤1中第一组三相调制波的表达式，并求解出第一组三相调制波的占空比；

步骤3，求出步骤1中第二组三相调制波的表达式和对应的三相调制波占空比；

步骤4，在两个开关周期内，将第一组三相调制波和第二组三相调制波分别与变流器上下载波比较后，输出最终的pwm脉冲给三电平npc变流器。

本发明的特征还在于，

步骤2具体为：

步骤2.1，根据载波pwm调制方法，得到三相调制波表达式，如公式(1)：

其中，ua、ub和uc分别为对应三相a、b和c的相电压，ω为a、b和c各相相电压的角频率，m为三相正弦调制波的调制度，且m∈(0,1]；

步骤2.2，根据三电平npc变流器的调制波原理，将步骤1中的第一组三相调制波分为一组上下调制波uap1、ubp1、ucp1以及uan1、ubn1、ucn1，见公式(2)：

其中m表示表示第一组三相调制波的调制度；

步骤2.3，设变量sxo表示x相的开关状态，则：

其中sx表示a,b,c任意一相的开关函数，x表示a,b,c任意一相；

当x相的开关状态sxo＝0时，x相电流ix流过直流侧中点，中点电流io可表示为：

io＝∑sxo·ix(4)

定义占空比dxo为一个开关周期内变量sxo的平均值，则有中点电流io相当于：

i0＝∑dxo·ix(5)

根据占空比与调制波的关系可以得到：

dxo＝|1+uxn-uxp|(6)

其中，uxn表示步骤1中两组三相调制波下调制波的电压平均值，uxp表示步骤1中两组三相调制波上调制波的电压平均值，

步骤2.4，定义步骤1中第一、二组三相调制波的占空比分别为dxo1和dxo2，由三电平npc变流器中点电位平衡原理，可得：

dao1+dao2＝dbo1+dbo2＝dco1+dco2＝k(11)

其中k为不随时间变化的常量；

步骤2.5，当步骤2.4中k＝0，步骤2.4中第一、二组三相调制波的占空比关系为：

当步骤2.4中k≠0，联立公式(10)、(6)和(2)，步骤2.4中第一组三相调制波的占空比为：

步骤3具体为：

步骤3.1，将步骤1中的第二组三相调制波分为一组上下调制波uap2、ubp2、ucp2以及uan2、ubn2、ucn2，

根据三电平npc变流器的基本原理，得步骤1中第二组上下调制波的平均值公式为：

其中，式中uxp1、uxn1分别为步骤1中第一组三相调制波中上、下调制波的电压值，uxp2、uxn2分别为步骤1中第二组三相调制波中上、下调制波的电压值；

步骤3.2，根据步骤2.4中公式(11)和(14)、同时结合公式(6)可推导出，当k＝0时，步骤1中第二组三相调制波的表达式为：

当k≠0时，步骤1中第二组三相调制波的表达式为：

步骤4具体为：在三相正弦电压的基础上补充一组三相调制波，即将步骤1中两组三相调制波在两个开关周期内轮流作用于三电平npc变流器，从而实现在全调制度和全功率因数下的中点电位平衡。

本发明的有益效果是：本发明的调制策略可在全调制度和全功率因数下实现中点电位平衡，第一组三相调制波选择类型多样化，只需在第一组三相调制波的基础上找到与它互补的另一组三相调制波即可，所以相比较dmwpwm调制策略，这种三电平npc变流器新型调制策略的算法更简单，更易实现中点电位的平衡。

附图说明

图1是本发明三电平npc变流器主电路拓扑图；

图2是本发明第一组三相调制波的波形图(m＝0.5)；

图3是本发明与第一组三调制波互补的第二组三相调制波的波形图(m＝0.5)；

图4是本发明将第一组三相调制波加到三电平npc变流器电路时的中点电位波形图(m＝0.5)；

图5是本发明将第二组三相调制波加到三电平npc变流器电路时的中点电位波形图(m＝0.5)；

图6是本发明在两个开关周期内，将第一、二组三相调制波轮流加到三电平npc变流器电路时的中点电位波形图(m＝0.5)。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

如图1所示为二极管钳位型三电平变流器的原理图，包括三相交流部分(若为三电平变流器结构，则三相交流部分为负载；若为三电平整流器、静止无功发生器等装置，则三相交流部分为交流源加三相交流平波电抗器)、三电平直流侧外接部分(若为三电平变流器结构，则直流侧外接部分为直流电压源，该直流源可为实际电源，也可为通过交流电源整流得到的直流源；若为三电平整流器结构，则直流侧外接部分为负载；若为三电平静止无功发生器，则直流侧无外接部分)、三电平npc变流器主电路部分、电压传感器、电流传感器、ad转换芯片和数字处理器，其中，电压传感器检测三相交流部分电压和直流侧各电容电压、电流传感器检测交流侧各相电流，电压传感器和电流传感器通过ad转换芯片与数字处理器连接，数字处理器与五通过相应的驱动电路控制三电平变流器中各功率器件的开关。

本发明一种三电平npc变流器的新型调制策略，包括以下步骤：

步骤1，根据载波pwm调制方法，定义两组互补的三相调制波：

第一组：uap1、uan1、ubp1、ubn1、ucp1、ucn1；

第二组：uap2、uan2、ubp2、ubn2、ucp2、ucn2。

步骤2，求出步骤1中第一组三相调制波的表达式，并求解出第一组三相调制波的占空比。具体为：

步骤2.1，根据载波pwm调制方法，得到三相调制波表达式，如公式(1)：

其中，ua、ub和uc分别为对应三相a、b和c的相电压，ω为a、b和c各相相电压的角频率，m为三相正弦调制波的调制度，且m∈(0,1]；

步骤2.2，根据三电平npc变流器的调制波原理，将步骤1中的第一组三相调制波分为一组上下调制波uap1、ubp1、ucp1以及uan1、ubn1、ucn1，见公式(2)：

其中m表示表示第一组调制波的调制度；

步骤2.3，设变量sxo表示x相的开关状态，则：

其中sx表示a,b,c任意一相的开关函数，x表示a,b,c任意一相；

当x相的开关状态sxo＝0时，x相电流ix流过直流侧中点，中点电流io可表示为：

io＝∑sxo·ix(4)

定义占空比dxo为一个开关周期内变量sxo的平均值，则有中点电流io相当于：

i0＝∑dxo·ix(5)

根据占空比与调制波的关系可以得到：

dxo＝|1+uxn-uxp|(6)

其中，uxn表示步骤1中两组三相调制波下调制波的电压平均值，uxp表示步骤1中两组三相调制波上调制波的电压平均值，

步骤2.4，定义步骤1中第一、二组三相调制波的占空比分别为dxo1和dxo2，由三电平npc变流器中点电位平衡原理，可得：

dao1ia1+dbo1ib1+dco1ic1＝-(dao2ia2+dbo2ib2+dco2ic2)(7)

公式中ix1为第一组三相调制波中x相电流，ix2为第二组三相调制波中x相电流；因一个周期内的开关频率比较大，所以两组三相调制波电流就可近似相等，则有：

(dao1+dao2)ia+(dbo1+dbo2)ib+(dco1+dco2)ic＝0(8)

由上可得一组充分不必要的解：dao1+dao2＝dbo1+dbo2＝dco1+dco2＝k，则有：

k(ia+ib+ic)＝0(9)

由公式(9)可得到一组解：

由公式(10)可推出，

dao1+dao2＝dbo1+dbo2＝dco1+dco2＝k(11)

其中k为不随时间变化的常量；

步骤2.5，当步骤2.4中k＝0，步骤2.4中第一、二组三相调制波的占空比关系为：

当步骤2.4中k≠0，联立公式(10)和(6)，可知：

在联立公式(2)可知，步骤2.4中第一组三相调制波的占空比为：

如图2所示，当步骤2.1中调制度m＝0.5时，将三相正弦电压ua、ub和uc分成上下调制波，从而得到步骤1中第一组调制波uap1、uan1、ubp1、ubn1、ucp1、ucn1的波形图。

步骤3，求出步骤1中第二组三相调制波的表达式和对应的三相调制波占空比。具体为：

步骤3.1，将步骤1中的第二组三相调制波分为一组上下调制波uap2、ubp2、ucp2以及uan2、ubn2、ucn2，

根据三电平npc变流器的基本原理，得步骤1中第二组上下调制波的平均值公式为：

其中，式中uxp1、uxn1分别为步骤1中第一组三相调制波中上、下调制波的电压值，uxp2、uxn2分别为步骤1中第二组三相调制波中上、下调制波的电压值；

步骤3.2，根据步骤2.5的计算过程，当k＝0时，

根据步骤2.4中公式(11)、(6)可推导出，步骤1中第二组三相调制波的表达式为：

当k≠0时，联立公式(6)和(11)，步骤1中第二组三相调制波的表达式为：

如图3所示，当步骤2.1中调制度m＝0.5时，将第一组三相调制波中的占空比代入到公式(11)中，k取第一组三相调制波占空比的最大值，从而得到第二组三相调制波的占空比，由第二组三相调制波和占空比的关系式，可得到第二组调制波uap2、uan2、ubp2、ubn2、ucp2、ucn2的波形图。

步骤4，在两个开关周期内，将第一组三相调制波和第二组三相调制波分别与变流器上下载波比较后，输出最终的pwm脉冲给三电平npc变流器。具体为：在三相正弦电压的基础上补充一组三相调制波，即将步骤1中两组三相调制波在两个开关周期内轮流作用于三电平npc变流器，从而实现在全调制度和全功率因数下的中点电位平衡。

如图4所示，当调制度m＝0.5时，将第一组三相调制波的上下调制波分别和上下载波比较得到开关脉冲，将脉冲加到三电平npc变流器主电路的开关管中，测得中点电位的波形图，由图4可看出稳态时中点电位在±25v之间波动。

如图5所示，当调制度m＝0.5时，将第二组调制波的上下调制波分别和上下载波比较得到开关脉冲，将脉冲加到三电平npc变流器主电路的开关管中，测得中点电位的波形图。由图5可看出稳态时中点电位在±25v之间波动。

如图6所示，当调制度m＝0.5时，在两个开关周期内，将第一组调制波和第二组调制波分别加到三电平npc变流器主电路中，测得中点电位的波形图。由图6可看出稳态时中点电位在±5v之间波动。由此可以看出，在两个开关周期内将两组调制波分别加到主电路中产生的中点电位要比将每组调制波单独加到主电路中产生的中点电位波动更小。