一种提高功率因数和降低谐波的控制电路的制作方法

本实用新型涉及电源的技术领域，更具体地说，涉及一种提高功率因数和降低谐波的控制电路。

背景技术：

在LED路灯驱动电源领域，越来越多场合需要性价比要高、可靠性要好、符合各国的认证、能效要求等。如功率因数(PF值)、全电压范围内(90-305Vac47-63Hz)的电流谐波(THD)以达到节能降耗，延长电源及灯具使用寿命等目的。

在现有技术方案中有如下弊端：

输出纹波电压比较大，纹波电压低点的也是靠在次级输出端增加电解电容来滤除一些，这样可以控制在额定输出电压的10％左右，但这样成本又上来了，并且电源的体积也变大了，更没有信价比的优势了。差一点的电源输出纹波电压都达到了15％以上甚至更高。

带灯时会出现微微的频闪的现象，当然这种闪用人的视觉是很难发现的，但只要用相机拍摄时就可以看到在闪烁。

技术实现要素：

本实用新型要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种提高功率因数和降低谐波的控制电路。

本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种提高功率因数和降低谐波的控制电路，该控制电路包括：

变压器，包括原边绕组N，所述原边绕组N的输入端与提供输入电压的外部电路的输出端连接；

与所述外部电路的输出端连接用于对所述外部电路提供的输入电压进行分压以产生分压信号的分压电路；

与所述原边绕组N的输出端连接用于采集所述原边绕组N产生的电流以产生采样信号的采样电路；

连接在所述原边绕组N的输出端与所述采样电路之间的开关电路；

与所述开关电路连接包括电流检测引脚的主控电路；

连接在所述主控电路与所述开关电路之间，用于采集所述主控电路的控制引脚输出的控制信号以产生自动补偿信号返回至所述主控电路的电流检测引脚的自动补偿电路；

所述主控电路的电流检测引脚在所述功率开关导通时接收所述采样信号与所述自动补偿信号，在内部与所述分压信号进行比较运算输出控制信号至所述开关电路以调节所述变压器的原边绕组N的电流。

在本实用新型所述的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，优选地，还包括连接在所述外部电路的输出端与所述主控电路的供电引脚之间的用于向所述主控电路提供工作电压的供电电路。

在本实用新型所述的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，优选地，还包括连接在所述外部电路的输出端与所述原边绕组N之间用于吸收所述开关电路关闭时所述原边绕组N产生的尖峰电压的吸收电路。

在本实用新型所述的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，优选地，还包括连接在所述主控电路的电流检测端与所述采样电路之间用于对所述采样电路产生的采样信号进行限流并输出至所述主控电路的电流检测端的限流电路。

在本实用新型所述的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，优选地，所述分压电路包括电阻R9、电阻R10、以及电阻R11，所述电阻R9与所述电阻R10、所述电阻R11串联，且所述电阻R9的第一端与所述外部电路的输出端连接，所述电阻R11的第二端连接电源地；

所述电阻R9、所述电阻R10、以及所述电阻R11组成的分压电路对所述输入电压进行分压后产生分压信号输出至所述主控电路的交流信号检测引脚；其中，所述分压信号为所述电阻R10所所述电阻R11之间的节点电压。

在本实用新型所述的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，优选地，所述采样电路包括采样电阻R18，所述采样电阻R18的第一端与所述开关电路连接，所述采样电阻R18的第二端连接电源地；所述采样电阻R18在所述开关电路导通时采集所述原边绕组N产生的电流，基于所采集的所述原边绕组N产生的电流产生采样信号输入所述主控电路的电流检测引脚。

在本实用新型所述的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，优选地，所述开关电路包括功率开关管Q2，所述功率开关管Q2的漏极连接至所述原边绕组N的输出端，所述功率开关管Q2的源极与所述电阻R18的第一端连接，所述功率开关管Q2的栅极与所述主控电路的控制引脚连接；

所述功率开关管Q2的栅极根据所述主控电路的控制引脚输出的控制信号导通或关断以调节所述变压器的原边绕组N的电流。

在本实用新型所述的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，优选地，所述自动补偿电路包括电阻R21、电容C11以及电阻R20，所述电容R21的第一端与所述主控电路的控制引脚连接，所述电容R21的第二端与所述电容C11的第一端连接，所述电容C11的第二端与所述电阻R20的第一端连接，所述电阻R20的第二端与所述主控电路的电流检测引脚连接；

所述电阻R21采集所述主控电路的控制引脚的电流向所述电容C11充电，当所述主控电路的控制引脚不输出电流时所述电容C11放电，经电阻R20输入至所述主控电路的电流检测引脚。

在本实用新型所述的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，优选地，所述供电电路包括供电电阻R3、供电电阻R4以及供电电阻R5，所述供电电阻R3与所述供电电阻R4、所述供电电阻R5串联，且所述供电电阻R3的第一端与所述分压电阻R9的第一端连接，所述供电电阻R5的第二端与所述主控电路的供电引脚连接；

所述供电电阻R3、供电电阻R4、供电电阻R5采集所述输入电压并产生工作电压输出至所述主控电路的供电引脚以向所述主控电路供电。

在本实用新型所述的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，优选地，所述限流电路包括限流电阻R19，所述限流电阻R19的第一端连接在所述电阻R18与所述功率开关管Q2的源极之间，所述限流电阻R19的第二端连接在所述电阻R20的第二端与所述主控电路的电流检测引脚之间；

所述限流电阻R19用于对所述采样电阻R18产生的采样信号进行限流并传输至所述主控电路的电流检测引脚。

实施本实用新型的提高功率因数和降低谐波的控制电路，具有以下有益效果：本发明以变压器过零点时，可通过在主控电路的控制引脚增加自动补偿电路以采集控制引脚输出的控制信号并返回主控电路的电流检测引脚，在主控电路内部与交流座号检测引脚接收到的分压信号进行比较以输出控制信号控制开关电路导通以调节变压器原边绕组N的电流，进而弥补了交流过零点时控制信号迟滞输出所带来的输入电流的波形失真度。进一步地，通过采集原边绕组N产生的电流可有效地跟踪和发送输入电流的波形，从而使输入电流的波形与输入电压的波形保持一致或更接近一致，达到改善和提高功率因数和降低谐波的目的。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本实用新型作进一步说明，附图中：

图1是本实用新型提高功率因数和降低谐波的控制电路的逻辑框图；

图2是本实用新型提高功率因数和降低谐波的控制电路的原理图；

图3和图4是现有技术方案的波形图；

图5是本实用新型的波形图；

图6是图5的放大图。

具体实施方式

为了对本实用新型的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本实用新型的具体实施方式。

针对现有技术存在的问题，本实用新型提出了一种提高功率因数和降低谐波的控制电路。该控制电路可应用于LED电源的技术领域，如可用于LED电源的提高功率因数和降低谐波的控制电路，负载可连接LED各种灯具，如LED路灯等灯具，当负载连接LED等各种灯具时可避免频闪现象。本电路还可配合一些远程开关控制、1-10V调光、PWM调光、电阻调光、分段定时降功率等智能控制系统实现相关功能。具体地，本控制电路通过在主控电路70的控制引脚增加了自动补偿电路60可实现在交流过零点时，通过自动补偿电路60返回的补偿信号在主控电路70内部进行比较运算以输出控制信号控制开关电路40导通，弥补了在交流过零点时主控电路70的迟滞输出所带来的输入电流的波形失真度的问题，即改善了输入电流的波形失真，提高了电路的功率因素，同时还通过采样电路50对变压器T1的原边绕组N所产生的电流进行采集，实时跟踪输入电流的波形，进而改善原边绕组N产生的电流的波形以使原边绕组N产生的电流的波形与输入电压的波形保持一致或更接近一致，达到了改善和提高功率因数和降低谐波的目的。且本控制电路可直接内置于电源的内部，不需要重新LAYLOUT PCB，不需增加额外的占用空间、布线及控制点，使用全硬件的控制方式，可靠性高，且控制时间周期可预设，使方便，体积小，成本低。

如图1所示，在本实用新型的提高功率因数和降低谐波的控制电路中，该控制电路包括变压器T1，变压器T1包括原边绕组N、分压电路10、供电电路20、吸收电路30、开关电路40、采样电路50、自动补偿电路60、主控电路70以及限流电路80。吸收电路30连接在提供输入电压的外部电路的输出端与变压器T1的原边绕组N之间；分压电路10第一一端连接在外部电路的输出端与吸收电路30之间，分压电路10的第二端与主控电路70的交流信号检测引脚连接；供电电路20一端与分压电路10的第一端连接，供电电路20的另一端与主控电路70的供电引脚连接；开关电路40连接在原边绕组N的输出端与采样电路50之间，且开关电路40还与主控电路70的控制引脚连接；自动补偿电路60连接在主控电路70的控制引脚与电流检测引脚之间；限流电路80一端连接在开关电路40与采样电路50之间，另一端与主控电路70的电流检测引脚连接。

具体地：

变压器T1的原边绕组N的用于接收外部电路提供的输入电压以产生原边电流输出电能。

分压电路10用于对外部电路提供的输入电压进行分压，并产生分压信号，该分压信号传输至主控电路70的交流信号检测引脚。可以理解地，分压电路10可由电阻串联组成，具体的电阻数量及阻值可根据电路的实际需求进行选择。

供电电路20用于接收外部电路的输出端输出的输入电压，并产生工作电压，该工作电压传输至主控电路70的供电引脚给主控电路70供电。优选地，供电电路20可由多个电阻串联组成，且电阻的数量及阻值不作具体限定。

吸收电路30用于在开关电路40关闭时，吸收变压器T1产生的反向尖峰电压，以提高电路的稳定性。

开关电路40用于控制采样电路50的导通与截止，同时由主控电路70对其进行控制，即通过主控电路70控制其导通或关断，进而调节原边绕组N产生的原边电流进而达到控制原边电流的目的。优先地，开关电路40可为MOS管。

采样电路50用于在开关电路40导通时采集原边绕组N产生的原边电流并通过限流电路80进行限流后传输至主控电路70的电流检测引脚进而达到跟踪原边电流的目的。优选地，采样电路50可由电阻组成，其所产生的采样信号为电流信号。

自动补偿电路60用于采集主控电路70控制引脚输出的控制信号并生成自动补偿信号返回主控电路70的电流检测引脚。优选地，自动补偿电路60输出的自动补偿信号为电流信号，该电流信号可使电路在交流过零点时，主控电路70可提前输出控制信号给开关电路40控制开关电路40导通，有效地改善了过零点的原边电流失真的问题。

主控电路70用于接收分压信号、自动补偿信号以及采样信号，通过在内部将自动补偿信号、采样信号与分压信号进行比较运算输出控制信号控制开关电路40的导通或关断，进而达到了调节原边绕组N产生的原边电流的目的。可以理解地，在本实施全中，自动补偿信号与采样信号在主控电路70的电流检测引脚汇合在一起形成电流检测信号，即主控电路70在内部将电流检测信号与分压信号进行比较运算。

如图2所示，分压电路10包括电阻R9、电阻R10、以及电阻R11，电阻R9、电阻R10、电阻R11串联，且电阻R9的第一端与外部电路的输出端连接，电阻R11的第二端连接电源地；电阻R10与电阻R11之间的节点还连接至主控电路70的交流信号检测引脚。电阻R9、电阻R10、以及电阻R11组成的分压电路对输入电压进行分压后产生分压信号输出至主控电路70的交流信号检测引脚；其中，分压信号为电阻R10与电阻R11之间的节点电压。优选地，在本实施例中，分压电路10生成的分压信号传输至主控电路70的交流信号检测引脚，可作为主控电路70内部运算的一个参考信号。进一步地，电阻R9的阻值可选用1M欧姆，电阻R10的阻值可选用1M欧姆。可以理解地，电阻R9与电阻R10的具体阻值可要根据实际的电路设计进行确定，并不限于本实施所列举的具体数值。如图2所示，在本实施例中还包括滤波电容C5，滤波电容C5的第一端与电阻R11的第一端连接，滤波电容C5的第二端与电阻R11的第二端共同连接电源地。设置滤波电容C5可对电阻R11与电阻R10之间的节点电压进行滤波，使输出至主控电路70的分压信号更加平滑和稳定。

供电电路包括电阻R3、电阻R4以及电阻R5。电阻R3、电阻R4、电阻R5串联，且电阻R3的第一端与电阻R9的第一端连接，电阻R5的第二端与主控电路70连接。电阻R3、电阻R4、电阻R5采集输入电压并产生工作电压输出至主控电路70以向主控电路70供电。

吸收电路30包括电阻R6、电阻R7、电阻R8、电容C3以及二极管D1。电阻R5、电阻R7、电阻R8及电容C3并联在变压器T1的原边绕组N的输入端与输出端之间，且电阻R5的第一端与外部电路的输出端连接；二极管D1串联在变压器T1的原边绕组N的输出端与电容C3的第二端之间，且二极管D1的阳极与原边绕组N的输出端连接。可以理解地，通过在外部电路的输出端与变压器的原边绕组N之间增加吸收电路30，可以在变压器T1出现反向尖峰电压时，由吸收电路30及时吸收该尖峰电压，进而使电路更加稳定，可靠性更高。

主控电路70包括主控IC及其外围电路，具体地，在本实施例中，主控IC优选意法半导体(ST)L6562D，即如图2所示主控IC为U1，且U1包括供电引脚(PIN8)、交流信号检测引脚(PIN3)、接地引脚(PIN6)、电流检测引脚(PIN4)以及控制引脚(PIN7)。主控IC的PIN3与电阻R10和电阻R11之间的节点连接，主控IC的PIN4与自动补偿电路连接，主控IC的PIN7与开关电路40连接。

开关电路40包括功率开关管Q2，在本实施例中，功率开关管Q2优选为场效应管。该提高功率因数和降低谐波的控制电路还包括电阻R15，电阻R15串联在开关电路40与主控IC的PIN7之间。具体地，功率开关管Q2的栅极与电阻R15的一端连接，功率开关管Q2的漏极与变压器T1的原边绕组N的输出端连接，功率开关Q2的源极与采样电路50连接。可以理解地，控IC的PIN7输出的控制信号经电阻R15传输至功率开关管Q2的栅极进而控制功率开关管Q2的导通或关断。当控制信号中的电压达到功率开关管Q2的导通电压时，功率开关管Q2导通，此时，功率开关管Q2的漏极与源极导通(相当于直通状态)，采样电路50此时被拉到变压器T1的原边绕组N的输出端，进而对原边绕组N产生的原边电流进行采样输出采样信号。进一步地，当电路处于交流过零点时，此时采样电路50不输出采样信号，主控IC通过自动补偿电路60产生的自动补偿信号在内部将该自动补偿信号与交流检测引脚(即PIN3)接收的分压信号进行比较运算，输出控制信号使功率开关管Q2提前导通，进而避免了因主控IC迟滞输出带来的原边电流失真的问题。

采样电路50包括电阻R18，电阻R18的第一端与功率开关管Q2的源极连接，电阻R18的第二端连接电源地，电阻R18的第一端与功率开关管Q2的源极之间的节点还与限流电阻R19的第一端连接，限流电阻R19的第二端与主控IC的电流检测引脚连接。可以理解地，采样电路50产生的采样信号即为电阻R18第一端的端电压，电阻R18的第一端在功率开关管Q2导通时被短接到原边绕组N的输出端，进而对原边绕组N产生的原边电流进行采集，通过限流电阻R19限流后传输到主控IC的电流检测引脚，由主控IC根据限流电阻R19传输的采集信号实现对原边绕组N产生的原边电流进行跟踪。

自动补偿电路60包括电阻R21、电容C11以及电阻R20。电阻R21的第一端与主控IC的控制引脚连接，电阻R21的第二端与电容C11的第一端连接，电容C11的第二端与电阻R20的第一端连接，电阻R20的第二端连接至主控IC的电流检测引脚。当主控IC的控制引脚输出控制信号时，通过电阻R21对控制信号进行采集并向电容C11充电，当电容C11充电结束后电容C11放电，电流经电阻R20返回至主控IC的电流检测引脚。例如当在交流过零点时，采样电路不产生采样信号，主控IC不输出控制信号，功率开关管Q2关断，此时电容C11将在上一时刻储存的能量进行释放，并经电阻R20返回至主控IC的电流检测引脚，主控IC在电流检测引脚接收到电阻R20返回的电流信号时，在内部将该电流信号(即自动补偿信号)与分压信号进行比较运算输出控制信号经电阻R15传输至功率开关管Q2的栅极，进而使功率开关管Q2导通以调节原边绕组N产生的原边电流，从而弥补了交流过零点时主控IC迟滞输出带来的原边电流波形失真度。

以下对图2电路的工作原理作进一步的说明：

当外部电路的输出端输出输入电压时，供电电路20接收输入电压并产生工作电压传输至主控IC的供电引脚，进而启动主控IC，由电阻R9、电阻R10以及电阻R11组成的分压电路10对输入电压进行分压并产生分压信号，传输至主控IC的交流信号检测引脚，该分压信号在主控IC内相当于一个参考信号，同时输入电压输入至变压器T1的原边绕组N的输入端，进而由变压器T1的原边绕组N产生原边电流，此时，主控IC通过将交流信号检测引脚接收的分压信号与电流检测引脚上的信号进行比较运算，输出控制信号经电阻R15进行限流后传输至功率开关管Q2的栅极，使功率开关管Q2导通，当功率开关管Q2导通后，采样电路50，即电阻R18对原边绕组N产生的原边电流进行采样输出采样信号经限流电阻R19传输至主控IC的电流检测引脚，自动补偿电路60中的电阻R21对控制信号进行采集并向电容C11进行充电。可以理解地在这个过程中，主控IC的电流检测引脚接收的是采样电路50产生的采样信号，并将该采样信号与交流信号检测引脚接收的分压信号进行比较运算后再输出控制信号至功率开关管Q2，通过控制功率开关管Q2的导通或关断进而调节原边绕组N产生的原边电流，实现对原边绕组N产生的原边电流进行跟踪和改善的目的，使原边绕组N产生的原边电流的波形与输入电压的波形保持一致或更接近一致。

当在交流过零点时，由于主控IC的控制引脚有迟滞，其控制引脚没有信号输出，此时电容C11将储存的电能进行释放(即自动补偿信号)并经电阻R20返回至主控IC的电流检测引脚，主控IC将电流检测引脚接收到的自动补偿信号与交流信号检测引脚接收的分压信号进行比较运算，输出控制信号经电阻R15传输至功率开关管Q2的栅极使功率开关管Q2导通，以持续调节原边绕组N产生原边电流。可以理解地，本实施例的自动补偿信号弥补了在交流过零点时主控IC迟滞输出带来的原边电流波形失真度，进而达到了改善和提高功率因数和降低谐波的目的。

如图3和图4所示，为现有技术方案的波形图，图4是图3的放大图，图中A为主控IC输出的驱动波形图(即主控IC的控制引脚输出的控制信号的波形图)，B为原边绕组N产生的原边电流的波形图。由图3和图4可以看出，当在交流过零点时，主控IC的控制引脚没有信号输出，此时，由于主控IC的控制引脚没有信号输出，原边绕组N产生的原边电流的波形图出现明显的失真，如图中X所示，即从图中X圈出的部分可看出驱动波形出现断点，即主控IC的控制引脚没有信号输出。

如图5和图6所示，为本技术方案的波形图，图6是图5的放大图。图中C为主控IC输出的驱动波形图(即主控IC的控制引脚输出的控制信号的波形图)，D为原边绕组N产生的原边电流的波形图。此时，由于自动补偿电路60的存在，自动补偿60返回自动补偿信号给主控IC，进而使主控IC输出控制信号使功率开关管Q2可持续导通，如图5中的Y所示没有断点，从而弥补了原边绕组N因主控IC迟滞输出所带来的原边电流的波形失真度的问题。即从图5或图6中可看出，主控IC的驱动波形没有断点，且原边电流的失真度大大减小，进而有效地提高了电路的功率因素，同时还可有效降低电流谐波(从图5或图6中可明显看到，原边电流的波形图失真度小、电流谐波的百分比也更低。)

本实用新型的提高功率因素和降低谐波的控制电路通过在现有方案的基础上增加自动补偿电路60进而使功率因素值可提高0.4以上。例如，当输入电压为277V时，本电路的功率因素可达到0.98以上(现有方案只能达到0.93～0.94左右)。另外，本方案还可有效降低电流谐波的百分比，例如，当输入电压为230V时，电流谐波可以控制在6％以下，而在277V的输入电压时，电流谐波可以控制在10％以下(现有的只能控制在20％左右，甚至更高)。优选地，在本实施例中，还可适当地调整电阻R21的阻值与电容C11的容值，进而可以达到更高的功率因数值和更低的电流谐波百分比。

以上实施例只为说明本实用新型的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本实用新型的内容并据此实施，并不能限制本实用新型的保护范围。凡跟本实用新型权利要求范围所做的均等变化与修饰，均应属于本实用新型权利要求的涵盖范围。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本实用新型所附权利要求的保护范围。