一种可实现移相谐振软开关工作方式的逆变器控制电路的制作方法

本实用新型涉逆变焊机逆变器控制电路技术领域，具体涉及一种可实现移相谐振软开关工作方式的逆变器控制电路。

背景技术：

现有的逆变焊机相比传统可控硅整流焊机，在控制精度、动态响应速度方面有很大提高，但现有的逆变焊机是硬开关工作方式，存在开关应力高，开关损耗大的缺点，限制了逆变焊机频率的提高，即动特性的提高。将软开关技术应用于逆变焊接电源中是解决逆变焊机开关损耗大的有效方法。

技术实现要素：

本实用新型的目的就是为克服以上缺陷，提供了一种应用于逆变焊机逆变器的可实现移相谐振软开关工作方式的控制电路，该控制电路使开关器件上的开关应力几乎消除，可靠性显著提高。

本实用新型采用如下技术方案：

一种可实现移相谐振软开关工作方式的逆变器控制电路，包括主开关电路、电容吸收电路、饱和电感、阻断电容及主变压器，所述主开关电路包括超前臂IGBT和滞后臂IGBT，超前臂IGBT和滞后臂IGBT组成桥式逆变电路，所述主开关电路的输出分别接饱和电感和主变压器，所述电容吸收电路分别接直流+、直流—和滞后臂IGBT的中间点，所述饱和电感一端接主开关电路的输出，一端接所述阻断电容的一端，所述阻断电容的另一端接所述主变压器的一端，所述主变压器的另一端接主开关电路的输出端。

进一步的，所述超前臂IGBT包括Q1和Q2两个IGBT模块，Q1和Q2的结电容分别为C1’和C2’，Q1和Q2并联二极管D1和D2，所述滞后臂IGBT包括Q3和Q4两个IGBT模块，Q3和Q4的结电容分别为C3’和C4’，Q3和Q4并联二极管D3和D4。

进一步的，所述Q1的C1极接直流+，E1极接所述Q2的C2极，所述Q1的G1、E1两极接驱动脉冲，所述Q2的E2极接直流－，所述Q2的G2、E2两极接驱动脉冲；所述Q1的E1极和所述Q2的C2极同时接所述饱和电感的一端；所述Q3的C3极接直流+，E3极接所述Q4的C4极，所述Q3的G3、E3两极接驱动脉冲；所述Q4的E4极接直流－，所述Q4的G4、E4两极接驱动脉冲；所述Q3的E3极和所述Q4的C4极同时接所述主变器原边的一端。

进一步的，所述电容吸收电路包括电容C01、电容C02。所述电容C01一端接直流+，另一端接所述电容C02的一端；所述电容C02一端接所述电容C01的一端，另一端接直流－；所述电容C01和所述电容C02的公共端接所述主开关电路中Q3的E3极和Q4的C4极的连接点。

进一步的，所述饱和电感一端接所述主开关电路中Q1的E1极和Q2的C2极的连接点，另一端接所述阻断电容的一端。

进一步的，所述阻断电容一端接所述饱和电感，另一端接所述主变压器的一端。

进一步的，所述主变压器的一端接所述阻断电容的一端，另一端接所述主开关电路中Q3的E3极和Q4的C4极的连接点。

本实用新型的有益效果：

(1)本实用新型采用实现移相谐振软开关工作方式的控制电路，开关器件上的开关应力几乎消除，可靠性显著提高。

(2)本实用新型采用实现移相谐振软开关工作方式的控制电路，使逆变器逆变频率大大提高，通过提高逆变频率，采用此控制方式的逆变焊机，大大减轻了焊机的重量和主变压器的体积，相对可控硅逆变焊机节能达30％。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的限定。

图1是本实用新型电路原理图；

图2是本实用新型第一工作阶段电流通路图；

图3是本实用新型第二工作阶段电流通路图；

图4是本实用新型第三工作阶段电流通路图；

图5是本实用新型第四工作阶段电流通路图；

其中，1.超前臂IGBT，2.电容吸收电路，3.滞后臂IGBT，4.主变压器，5.阻断电容，6.饱和电感。

具体实施方式

下面结合附图对实用新型做进一步说明：

一种可实现移相谐振软开关工作方式的逆变器控制电路，包括主开关电路、电容吸收电路2、饱和电感6、阻断电容5及主变压器4，所述主开关电路包括超前臂IGBT1和滞后臂IGBT2，超前臂IGBT和滞后臂IGBT组成桥式逆变电路，所述主开关电路的输出分别接饱和电感和主变压器，所述电容吸收电路分别接直流+、直流—和滞后臂IGBT模块的中间点，所述饱和电感一端接主开关电路的输出，一端接所述阻断电容的一端，所述阻断电容的另一端接所述主变压器的一端，所述主变压器的另一端接主开关电路的输出端。

进一步的，所述超前臂IGBT包括Q1和Q2两个IGBT模块，Q1和Q2的结电容分别为C1’和C2’，Q1和Q2并联二极管D1和D2，所述滞后臂IGBT包括Q3和Q4两个IGBT模块，Q3和Q4的结电容分别为C3’和C4’，Q3和Q4并联二极管D3和D4。

进一步的，所述Q1的C1极接直流+，E1极接所述Q2的C2极，所述Q1的G1、E1两极接驱动脉冲，所述Q2的E2极接直流－，所述Q2的G2、E2两极接驱动脉冲；所述Q1的E1极和所述Q2的C2极同时接所述饱和电感6的一端；所述Q3的C3极接直流+，E3极接所述Q4的C4极，所述Q3的G3、E3两极接驱动脉冲；所述Q4的E4极接直流－，所述Q4的G4、E4两极接驱动脉冲；所述Q3的E3极和所述Q4的C4极同时接所述主变器4原边的一端。

进一步的，所述电容吸收电路包括电容C01、电容C02。所述电容C01一端接直流+，另一端接所述电容C02的一端；所述电容C02一端接所述电容C01的一端，另一端接直流－；所述电容C01和所述电容C02的公共端接所述主开关电路中Q3的E3极和Q4的C4极的连接点。

进一步的，所述饱和电感一端接所述主开关电路中Q1的E1极和Q2的C2极的连接点，另一端接所述阻断电容的一端。

进一步的，所述阻断电容一端接所述饱和电感，另一端接所述主变压器的一端。

进一步的，所述主变压器的一端接所述阻断电容的一端，另一端接所述主开关电路中Q3的E3极和Q4的C4极的连接点。

其工作原理为：

Q1(或Q2)的开通前，通过饱和电感、主变压器的原边与吸收电容C01、C02的谐振，使C01(或C02)上的电压降为零，为Q1(或Q2)创造零电压开通条件。当原边电流谐振到零时，由于阻断电容C03和饱和电感的作用使其在零状态保持一段时间,在此期间，Q3、Q4实现零开关，所述主开关电路通过控制IGBT开关，将直流电逆变成高频交流电，所述电容吸收电路实现Q1、Q2零电压开通条件，所述饱和电感和阻断电容实现Q3、Q4零电流开通条件，所述主变压器实现将高频交流电降压至合适的焊接电压。

采用该控制电路的逆变器工作过程分为八个阶段，前四个阶段和后四个阶段是对称的。

第一工作阶段：Q1和Q4导通，Q2和Q3截止，电流通路为：

直流+→Q1→L1→C03→T→Q4→直流-

如图2所示，此阶段饱和电感L1已饱和，可等效为恒流源，此阶段工作原理等效为恒流源给C03充电，C03上的电压线性上升。

第二工作阶段：Q1、Q2、Q3截止，Q4导通，电流通路为：

直流+→C1’→L1→C03→T→Q4→直流-

Q1两端电压上升，如图3所示，电流由支路Q1转到支路C1’，当Q1截至时，L1仍作为恒流源折算至变压器原边，由于Q1的关断，电流通路转移至C1’支路上，给C1’充电，给C01放电，C1’、C01上电压线性变化，电压上升率与负载电流有关。

第三工作阶段：当Q1两端电压达到E时，D2导通，电流通路为：

直流-→D2→L1→C03→T→Q4→直流-

如图4所示，当C1’两端电压达到直流电压时，电流支路由C1’移至D2，L1和C03组成LC振荡电路，由于C03上电压的阻挡作用，回路中的电流在不断衰减，当电流小到L1的饱和电流值时，L1参与工作，L1是饱和电感，一旦退出饱和电感值将增加很大，此时回路中的电流基本上衰减很小。

第四工作阶段：Q4截止，电流通路为：

直流-→D2→L1→C03→T→C01→直流+

当Q4截止时，Q4支路中流过的是L1饱和电流，电流很小，Q4可等效成零电流关断，Q4关断后，L1的饱和电流分别给C01、C02充放电，进行换流，电流支路由Q4转至C01、C02，如图5所示，当C02电压充电至直流电压时，电流通路为：

直流-→D2→L1→C03→T→D3→直流+

电流支路由C02转至D4，D4导通。

Q2、Q3导通，Q1与Q4截止开始下一阶段工作，下四段工作过程与第一到第四工作阶段是对称的，在此不做详细说明。

上述虽然结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了描述，但并非对本实用新型保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本实用新型的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。