一种自动均流的高自由度DC/DC变换器的制作方法

本实用新型涉及一种直流-直流变换器，具体是一种自动均流的高自由度DC/DC变换器。

背景技术：

现有技术中，关于应用于大容量高功率输电系统应用场合的DC/DC变换器的研究较少，且大多为隔离型变换器，该类变换器一般采用改变中间隔离变压器匝数比的方式实现高增益，由此会带来的控制策略复杂，能量传输效率不高等缺点使其在诸如海上风电等应用场合中受到了限制，而且高频变压器还存在笨重而占地体积大、投资成本高等缺点，因此迫切需要一种轻便简单，同时能实现高增益的大容量DC/DC变换器。目前，针对此问题研究的变换器主要有三种：第一种，是利用开关谐振电容通过谐振实现高增益，同时降低功率器件的电压应力，但该方法结构复杂，所需器件较多。第二种，是利用耦合电感来实现高增益，但耦合电感的使用不仅会造成开关器件电压应力过高，而且会引起磁干扰，增加了变换器的工作损耗。同时，上述方案在实现高增益时还存在输入相数扩展难度大的问题，特别是各相输入电流之间均流难度大。第三种，是模块化多电平技术，通过子模块之间的串并联实现高增益，其高度模块化结构可实现冗余控制，增强系统可靠性高，但该类变换器通常需要加入复杂的控制策略。

技术实现要素：

针对现有技术存在的上述不足，本实用新型解决现有变换器存在控制策略复杂难均流，输入相数不可调，器件过多、功率开关和二极管电压应力过大、能量转换效率降低等问题，提供一种自动均流的高自由度DC/DC变换器。其高自由度表现在该变换器可根据不用的应用场合，调整不同的输入相数和增益单元数，其自动均流的特征节省了大量复杂控制策略的设计。

本实用新型采取的技术方案为：

一种自动均流的高自由度DC/DC变换器，该变换器包含m个输入相数，n个增益单元，m个功率开关S₁、S₂...S_m，m个电感L₁、L₂...L_m，m·n个电容C_o、C₁₁、C₂₁、C₃₁...C_mn，m·n个二极管D_o、D₁₁、D₂₁、D₃₁...D_mn；

m输入相数中,

第一相中第一电感L₁的输入端接电源的正极，输出端接电容C_1(n-1)的一端，在第一电感L₁和电容C_1(n-1)的结点和输入电源的负极之间接第一功率开关S₁，第一功率开关S₁源极接输入电源的负极，第一功率开关S₁漏极与第一电感L₁和电容C_1(n-1)的结点相连；

第二相中第二电感L₂的输入端接电源的正极，输出端接电容C_2n的一端，在第二电感L₂和电容C_2n的结点和输入电源的负极之间接第二功率开关S₂，第二功率开关S₂源极接输入电源的负极，第二功率开关S₂漏极与第二电感L₂和电容C_2n的结点相连；

以此类推到第m相:

第m相中第m电感L_m的输入端接电源的正极，输出端接电容C_mn的一端，在第m电感L_m和电容C_mn的结点和输入电源的负极之间接第m功率开关S_m，第m功率开关S_m源极接输入电源的负极，第m功率开关S_m漏极与第m电感L_m和电容C_mn的结点相连；

n增益单元中，

增益单元n中，第一电感L₁输出端接电容C_1(n-1)的一端，第二电感L₂输出端接电容C_2n的一端，以此类推到第m电感L_m输出端接电容C_mn的一端。二极管D_2n的阴极连电容C_2n的另一端，阳极连电容C_1(n-1)的一端；二极管D_3n的阴极连电容C_3n的另一端，阳极连电容C_2n的另一端,以此类推到二极管D_mn的阴极连电容C_mn的另一端，阳极连电容C_(m-1)n的另一端；

增益单元n-1中，第一电感L₁输出端接电容C_1(n-1)的一端，电容C_2n的另一端接电容C_2(n-1)的一端，以此类推到的C_mn另一端接电容C_m(n-1)的一端。二极管D_1(n-1)的阴极连电容C_1(n-1)的另一端，阳极连电容C_mn的另一端；二极管D_2(n-1)的阴极连电容C_2(n-1)的另一端，阳极连电容C_1(n-1)的另一端,以此类推到二极管D_m(n-1)的阴极连电容C_m(n-1)的另一端，阳极连电容C_(m-1)(n-1)的另一端。

以此类推到增益单元1：

增益单元1中，电容C₁₂的另一端接电容C₁₁的一端，电容C₂₂的另一端接电容C₂₁的一端，以此类推到C_m2的另一端接电容C_m1的一端。二极管D₁₁的阴极连电容C₁₁的另一端，阳极连电容C_m2的另一端；二极管D₁₂的阴极连电容C₁₂的另一端，阳极连电容C₁₁的另一端,以此类推到二极管D_m1的阴极连电容C_m1的另一端，阳极连电容C_(m-1)1的另一端。

最后在电容C_m1的另一端引出二极管D₀的阳极，二极管D₀的阴极与电容C₀和负载R_L的一端相连，电容C₀和负载R_L的另一端与输入电源的负极相连。

一种输入相数可调的高增益DC/DC变换器控制方法，相邻功率开关之间采用交错控制策略；即每相邻两相之间开关驱动相位相差180°。

本实用新型一种自动均流高自由度DC/DC变换器，技术效果如下：

1、本实用新型利用输入相数可调高自由度DC/DC变换器实现高增益输出，每增加一输入相数或一增益单元数，均可提高原基础上数倍以上基础增益，输出电压与输入电压的比值为：

其中D为占空比，m、n分别为输入相数与增益单元数。该变换器与现有技术相比，不存在耦合电感，不存在变压器，开关和二极管电压应力也大大降低，该变换器输入相数和增益单元均可调，应用范围广泛，更适用于大型高增益场合。

2、该变换器可实现自动均流，相较于该类其他变换器存在的不均流，每相电流大小不可控，必须增加多个传感器和控制策略等问题，该变换器在开关占空比相同时，每相电流都相等。

3、该变换器的高自由度一方面表现在对该变换器电流应力的调节，它可以根据不用的应用场合，调整不同的输入相数，通过增加输入相数分担高输入电流从而能有效降低元器件的电流应力；另一方面表现在对该变换器电压应力的调节，通过改变增益单元数能在实现高升压的同时有效的降低各个元器件的电压应力。

附图说明

图1是本实用新型电路原理总图。

图2是本实用新型电路含有4相输入相数2个增益单元时的电路拓扑图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型作进一步详细说明。

如图2所示，一种自动均流4相2增益单元DC/DC变换器，它包含3个输入相，3个增益单元，3个功率开关S₁、S₂、S₃、S₄，4个电感L₁、L₂、L₃、L₄，8个电容C₀、C₁₁、C₂₁、C₃₁、C₄₁、C₂₂、C₃₂、C₄₂其中，12个二极管D₀、D₁₁、D₂₁、D₃₁、D₄₁、D₂₂、D₂₃、D₂₄；其中：4个输入相数中，

第一相中第一电感L₁的输入端接电源的正极，输出端接电容C₁₁的一端，在第一电感L₁和电容C₁₁的结点和输入电源的负极之间接第一功率开关S₁，第一功率开关S₁源极接输入电源的负极，第一功率开关S₁漏极与第一电感L₁和电容C₁₁的结点相连。

第二相中第二电感L₂的输入端接电源的正极，输出端接电容C₂₂的一端，在第二电感L₂和电容C₂₂的结点和输入电源的负极之间接第二功率开关S₂，第二功率开关S₂源极接输入电源的负极，第二功率开关S₂漏极与第二电感L₂和电容C₂₂的结点相连。

第三相中第三电感L₃的输入端接电源的正极，输出端接电容C₂₃的一端，在第三电感L₃和电容C₂₃的结点和输入电源的负极之间接第三功率开关S₃，第三功率开关S₃源极接输入电源的负极，第三功率开关S₃漏极与第三电感L₃和电容C₂₃的结点相连。

第四相中第四电感L₄的输入端接电源的正极，输出端接电容C₂₄的一端，在第四电感L₄和电容C₂₄的结点和输入电源的负极之间接第四功率开关S₄，第四功率开关S₄源极接输入电源的负极，第四功率开关S₄漏极与第四电感L₄和电容C₂₄的结点相连。

n增益单元中，

增益单元2中，第一电感L₁输出端接电容C₁₁的一端，第二电感L₂输出端接电容C₂₂的一端，第三电感L₃输出端接电容C₃₂的一端，第四电感L₄输出端接电容C₄₂的一端。二极管D₂₂的阴极连电容C₂₂的另一端，阳极连电容C₁₁的一端；二极管D₃₂的阴极连电容C₃₂的另一端，阳极连电容C₂₂的另一端,二极管D₄₂的阴极连电容C₄₂的另一端，阳极连电容C₃₂的另一端。

增益单元1中，第一电感L₁输出端接电容C₁₁的一端，电容C₂₂的另一端接电容C₂₁的一端，电容C₃₂的另一端接电容C₃₁的一端，电容C₄₂的另一端接电容C₄₁的一端。二极管D₁₁的阴极连电容C₁₁的另一端，阳极连电容C₄₂的另一端；二极管D₂₁的阴极连电容C₂₁的另一端，阳极连电容C₁₁的另一端,二极管D₃₁的阴极连电容C₃₁的另一端，阳极连电容C₂₁的另一端,二极管D₂₄的阴极连电容C₂₄的另一端，阳极连电容C₁₃的另一端。

最后在电容C₄₁的另一端引出二极管D₀的阳极，二极管D₀的阴极与电容C₀和负载R_L的一端相连，电容C₀和负载R_L的另一端与输入电源的负极相连。

根据功率开关状态的不同，可以将电路分为三种工作状态：

(1)、功率开关均导通，此时输入电源通过功率开关S₁、S₂、S₃、S₄分别向电感L₁、L₂、L₃、L₄充电；所有二极管均关断。

(2)、控制器控制功率开关S₁、S₃关断，功率开关S₂、S₄导通，此时低压电源通过电感L₁、二极管D₂₂、开关S₂向电容C₂₂充电，通过电容C₁₁和二极管D₂₁向电容C₂₁充电，给C₁₁放电；同时低压电源通过电感L₃、电容C₃₂、二极管D₄₂、开关S₄向电容C₄₂充电，给C₃₂放电，通过电容C₃₁和二极管D₄₁向电容C₄₁充电，给C₃₁放电；此时第二功率开关S₂和第四功率开关S₄均导通，低压电源通过功率开关S₂、S₄向电感L₂、L₄充电；二极管D_o、D₁₁、D₃₁、D₃₂均关断。

(3)、控制器控制功率开关S₂、S₄关断，功率开关S₁、S₃导通，此时低压电源通过电感L₂、电容C₂₂、二极管D₃₂、开关S₃向电容C₃₂充电，给电容C₂₂放电，通过电容C₂₁和二极管D₃₁向电容C₃₁充电，给C₂₁放电；同时低压电源通过电感L₄、电容C₄₂、二极管D₁₁、开关S₁向电容C₁₁充电，给C₄₂放电，通过电容C₄₁和二极管D_o，给C₄₁放电，向电容C_o充电同时向负载R_L供电；此时第一功率开关S₁和第三功率开关S₃均导通，低压电源通过功率开关S₁、S₃向电感L₁、L₃充电；二极管D₂₁、D₄₁、D₂₂、D₄₂均关断。

通过上述工作状态，由电容C₄₂、C₃₂、C₂₂的安秒平衡易得：

由上式可得：

I_L1＝I_L2＝I_L3＝I_L4

通过上述分析，可以看出该变换器实现了自动均流，且180°相移的并联交错控制方式通过四个输入电感分担输入电流，在实现高增益的同时能有效的减小元器件的电流应力。

本实用新型的上述实施实例仅仅是为说明本实用新型所作的举例，而并非是对本实用新型的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其他不同形式的变化和变动。这里无法对所有的实施方式予以穷举。凡是属于本实用新型的技术方案,所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本实用新型的保护范围之列。