一种基于电容串并联结构的高增益双输入直流变换器的制作方法

本实用新型涉及一种直流-直流变换器，具体说是一种基于电容串并联结构的高增益双输入直流变换器。

背景技术：

随着能源危机和环境污染等问题的日益严重，可再生、清洁的新能源备受关注，其中光伏电池发电应用最为广泛。然而，光伏单元受环境、天气和地域影响较大，其发出的电力不稳定、不连续，需要结合蓄电池等储能单元来构成联合供电系统，保证供电可靠性。

传统的新能源联合供电系统，每种能源形式通过各自的升压变换器变成直流输出，并联在公共的高压直流母线上，再通过并网逆变器向电网或负载供电，其结构复杂，成本较高。为简化电路结构和降低成本，提高器件复用率，可以用一个多输入直流变换器代替多个单输入直流变换器。另外，在单相系统中，电网电压为220VAC，则并网逆变器的直流电压约为380VDC。而光伏电池和蓄电池的输出电压较低，一般为25V～45V，远低于并网逆变器所需的直流电压，传统的Boost变换器将不适用。因此，在新能源联合供电系统中，要求的直流变换器必须同时具有高增益和多输入能力。

技术实现要素：

本实用新型的目的是提供一种拓扑结构简单、控制方法简单并具有高电压增益、开关器件电压应力小，灵活分配各输入源功率的高增益双输入直流变换器。

为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：一种基于电容串并联结构的高增益双输入直流变换器，其特征在于，包括两个输入源U₁、U₂，两个电感L₁、L₂，两个功率开关管S₁、S₂，一个三开关电容串并联单元，一个输出二极管VD_o，一个输出滤波电容C_o和负载电阻R；

所述三开关电容串并联单元包括三个开关电容C₁、C₂、C₃和三个二极管 VD₁、VD₂、VD₃，其连接关系为电容C₁的正极接电容C₂的正极和二极管VD₁的阴极，电容C₂的负极接二极管VD₂的阳极和二极管VD₃的阴极，二极管 VD₁的阳极接二极管VD₂的阴极和电容C₃的正极，二极管VD₃的阳极接电容 C₃的负极；

第一电感L₁的输入端接第一输入电源U₁的正极，输出端接开关管S₁的漏极及电容C₁的负极，开关管S₁的源极接第一输入电源U₁的负极；第二电感L₂的输入端接第二输入电源U₂的正极，输出端接开关管S₂的漏极及电容C₃的负极，开关管S₂的源极接第二输入电源U₂的负极，电容C₁的正极接输出二极管 VD_o的阳极，二极管VD_o的阴极接输出电容C_o的正极及负载电阻R的输入端；第一输入电源U₁的负极接第二输入电源U₂的负极及输出电容C_o的负极和负载电阻R的输出端；

开关管S₁和S₂驱动相位依次错开180°，即采用交错控制策略，占空比分别为D₁、D₂，且均大于0.5，在该控制方式下，稳态时输出电压U_o，电容C₁、C₂、 C₃的电压分别为：

稳态时输出电流I_o和电感电流平均值I_L1、I_L2的关系为：

通过控制占空比D₁、D₂来控制两路输入源电流的分配。

相比现有技术，本实用新型具有如下有益效果：

1)本实用新型拓扑结构简单，通过开关电容的串并联连接实现电容的有效充放电，不存在耦合电感和变压器，体积和成本降低；

2)两路输入源均提供2倍于传统Boost变换器的电压增益，实现了两个输入源的高升压变换；

3)开关管和二极管的电压应力远小于输出电压，可采用低电压等级的开关管和二极管，减小成本和导通损耗；

4)变换器控制简单灵活，通过控制两路占空比可实现两路输入电流和输出电压的控制，即实现各输入源功率的灵活分配及新能源的最大功率跟踪。

附图说明

图1是本实用新型一种基于电容串并联结构的高增益双输入直流变换器电路结构图；

图2是本实用新型变换器的主要工作波形图；

图3是本实用新型变换器工作在开关模态1时的等效电路；

图4是本实用新型变换器工作在开关模态2时的等效电路；

图5是本实用新型变换器工作在开关模态3时的等效电路；

图6是本实用新型变换器工作在开关模态4时的等效电路。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细说明。

如图1所示，一种基于电容串并联结构的高增益双输入直流变换器，其特征在于，包括两个输入源U₁、U₂，两个电感L₁、L₂，两个功率开关管S₁、S₂，一个3开关电容串并联单元，一个输出二极管VD_o，一个输出滤波电容C_o和负载电阻R；

所述三开关电容串并联单元包括三个开关电容C₁、C₂、C₃和三个二极管 VD₁、VD₂、VD₃，其连接关系为电容C₁的正极接电容C₂的正极和二极管VD₁的阴极，电容C₂的负极接二极管VD₂的阳极和二极管VD₃的阴极，二极管 VD₁的阳极接二极管VD₂的阴极和电容C₃的正极，二极管VD₃的阳极接电容 C₃的负极；

第一电感L₁的输入端接第一输入电源U₁的正极，输出端接开关管S₁的漏极及电容C₁的负极，开关管S₁的源极接第一输入电源U₁的负极；第二电感L₂的输入端接第二输入电源U₂的正极，输出端接开关管S₂的漏极及电容C₃的负极，开关管S₂的源极接第二输入电源U₂的负极，电容C₁的正极接输出二极管 VD_o的阳极，二极管VD_o的阴极接输出电容C_o的正极及负载电阻R的输入端；第一输入电源U₁的负极接第二输入电源U₂的负极及输出电容C_o的负极和负载电阻R的输出端；

如图2所示，开关管S₁、S₂采用交错控制策略，驱动相位之间相差180°，占空比分别为D₁、D₂，且均大于0.5。在一个开关周期内，变换器存在4种工作模态。

如图3所示，变换器工作在模态1[t₀～t₁]：开关管S₁导通、S₂关断, 二极管VD₁、VD₃导通，二极管VD₂、VD_o截止。输入源U₁向电感L₁储能，电感电流线性上升；电感L₂释能，电感电流线性下降；电容C₂、C₃并联放电同时给电容C₁充电，电流路径分别为U₂→L₂→VD₃→C₂→C₁→S₁和U₂→L₂→C₃→VD₁→C₁→S₁。该模式下，变量关系为：

i_Co＝-i_o

如图4所示，变换器工作在模态2[t₁～t₂]：开关管S₁、S₂导通,二极管VD₁～VD₃、VD_o均截止。输入源U₁、U₂分别给电感L₁、L₂充电，电容C₁～C₃既不放电也不充电，电容C_o给负载供电。该模式下，变量关系为：

i_Co＝-i_o

如图5所示，变换器工作在模态3[t₂～t₃]：开关管S₂导通、S₁关断, 二极管VD₂导通，二极管VD₁、VD₃、VD_o截止。输入源U₂向电感L₂储能，电感电流i_L2线性上升；电感L₁释能，电感电流i_L1线性下降；在 t₂时刻，电容电压u_C2+u_C3<u_Co，电容C₁放电同时给电容C₂、C₃充电，电流路径为U₁→L₁→C₁→C₂→VD₂→C₃→S₂，电容C_o给负载供电。该模式下，变量关系为：

如图6所示，变换器工作在模态4[t₃～t₄]：开关管S₂导通、S₁关断, 二极管VD_o导通，二极管VD₁、VD₂、VD₃截止。在t₃时刻，电容电压 u_C2+u_C3＝u_Co，电容C₁开始给电容C_o充电，电流路径为 U₁→L₁→C₁→VD_o→C_o(R)。该模式下，变量关系为：

由于C_o>>C₂＝C₃,VD_o支路等效阻抗远远小于VD₂，可得：

根据电感L₁、L₂伏秒平衡关系，可得：

电容电压稳态值满足：

根据公式推导得到：

设(t₀～t₁)、(t₁～t₂)、(t₂～t₃)、(t₃～t₄)时间段长度分别为T₁、T₂、T₃、T₄，并满足关系式：T₁＝(1-D₂)T_s,T₃+T₄＝(1-D₁)T_s

根据电容C₁～C₃、C_o安秒平衡关系，可得：

化简得到：

通过控制占空比即可控制两路输入电源功率(电流)的分配。

根据图2-6变换器工作原理和开关模态的分析，开关管，二极管电压应力：