功率转换器的制作方法
本发明涉及电源，特别地涉及功率转换器。
背景技术：
许多功率转换器包括开关、以及例如用于向便携式电子装置和消费者电子产品供电的一个或多个电容器。开关模式功率转换器通过使用开关网络将能量存储元件(即，电感器和电容器)切换为不同的电配置，来调节输出电压或电流。
开关电容器转换器是主要使用电容器来传送能量的开关模式功率转换器。这些转换器通过使用开关以使电容器网络循环通过不同的拓扑状态，来将能量从输入传送到输出。这种类型的常见转换器(称为“电荷泵”)通常用于在闪速存储器和其它可再编程存储器中产生高电压。电荷泵还与克服原子核的强力相关联地使用，以将一种元素变换为另一种元素。
在开关电容器转换器中，电容器和开关的数量随着变换比的增加而增加。开关网络中的开关通常是利用晶体管实现的有源器件。开关网络可以集成在单个或多个单片半导体衬底上，或者使用分立器件形成。此外，由于功率转换器中的各开关通常承载高电流，因此各开关可以由并联连接的许多较小开关组成。
技术实现要素：
典型的dc-dc转换器进行电压变换和输出调节。这通常是在诸如降压转换器等的单级转换器中进行。然而，可以将这两种功能分割为专门的两级，即：诸如开关网络等的变换级、以及诸如调节电路等的单独调节级。变换级将一个电压变换为另一个电压，而调节级确保变换级的电压和/或电流输出维持期望特性。
在变换级和调节级靠近在一起的情况下，直接连接是可能的。然而，在其它情况下，调节级可能远离变换级。在这些情形下，对变换级的输出进行滤波以减少损耗是有用的。
在一方面，本发明的特征包括用于将第一电压变换为第二电压的变换级。这种变换级包括开关网络、滤波器和控制器。滤波器被配置为将变换级连接至调节器，并且控制器控制开关网络。
在一些实施例中，滤波器包括lc滤波器。
在其它实施例中，滤波器包括这样的电感，即在以特定切换频率工作时维持峰间电压纹波并支持传递到负载中的电感器电流，该电感器电流定义了平均电感器电流。在这些实施例中，还包括电感是通过将峰间电压纹波除以平均电感器电流和切换频率的乘积所得的商乘以13/24来选择的实施例。
一些实施例包括调节电路。
在实施例中，还包括滤波器被配置为将变换级连接至多于一个的调节器的实施例。
另外的其它实施例包括多个调节电路，其中滤波器将变换器连接至调节器中的全部调节器。
在实施例中，还包括变换级包含多个开关网络的实施例。在这些实施例中，滤波器将开关网络中的全部开关网络连接至调节电路。
其它实施例包括变换级包含串联的多个单元的实施例。各单元包括与滤波器串联的开关网络。
典型的dc-dc转换器进行电压变换和输出调节。这通常是在诸如降压转换器等的单级转换器中进行。然而，可以将这两种功能分割为专门的两级，即：诸如开关网络等的变换级、以及诸如调节电路等的单独调节级。变换级将一个电压变换为另一个电压，而调节级确保变换级的电压和/或电流输出维持期望特性。
在变换级和调节级靠近在一起的情况下，直接连接是可能的。然而，在其它情况下，调节级可以远离变换级。在这些情形下，对变换级的输出进行滤波以减少损耗是有用的。
在一方面，本发明包括具有用于操作开关电容器转换器的相位开关和堆叠开关的设备。相位开关和堆叠开关在相应的第一裸片和第二裸片上。
一些实施例包括用于控制第一裸片上的开关的第一控制器、以及用于控制第二裸片上的开关的第二控制器。控制器间接合处在第一控制器和第二控制器之间提供了链接，以允许第一开关的操作至少部分地依赖于第二开关的操作，并且允许第二开关的操作至少部分地依赖于第一开关的操作。在这些实施例中，还包括第一控制器在第一裸片上、第二控制器在第二裸片上、以及控制器间接合处在第一裸片和第二裸片之间延伸的实施例。在实施例中，还包括包含第三裸片和第四裸片的实施例。在这些实施例中，第一控制器在第三裸片上，第二控制器在第四裸片上，以及控制器间接合处在第三裸片和第四裸片之间延伸。
在一些实施例中，开关电容器转换器是两相转换器。这些实施例中的一些实施例具有第三裸片和第四裸片。堆叠开关包括第一组和第二组，其各自与两个相位其中之一相关联。第一堆叠开关组在第二裸片上，并且第二堆叠开关组在第四裸片上。同时，相位开关包括第一相位开关组和第二相位开关组，其各自与两个相位其中之一相关联。第一相位开关组在第一裸片上，并且第二相位开关组在第三裸片上。
在实施例中，还包括包含连接至堆叠开关和相位开关的电荷传送电容器的实施例。在这些实施例中，还包括具有集成了电荷传送电容器的第三裸片的实施例。在这些实施例中，还包括电荷传送电容器是连接至第一裸片和第二裸片的分立电容器的实施例。在这些实施例中的一些实施例中，第一裸片和第二裸片经由具有与电荷传送电容器的正端子和负端子之间的距离相对应的长度的裸片间接合处而连接。在实施例中，还包括具有用于连接第一裸片和第二裸片的裸片间接合处的实施例，其中第一裸片和第二裸片具有用于连接至电荷传送电容器的正端子的第一端子、以及用于连接至电荷传送电容器的负端子的第二端子，其中第一端子和第二端子被配置在裸片间接合处的相对端上，以及其中电荷传送电容器被定向成使得：相比于电荷传送电容器的正端子与第二端子的距离，电荷传送电容器的正端子更靠近第一端子，以及相比于电荷传送电容器的负端子与第一端子的距离，电荷传送电容器的负端子更靠近第二端子。在实施例中，还包括裸片间接合处具有第一区域和第二区域以使得在操作期间第一区域相比于第二区域承载更多电流的实施例。在这些实施例中，第一区域比第二区域宽。
在一些实施例中，电荷传送电容器具有作为跨电荷传送电容器所施加的电压的函数的电容。在操作中，电荷传送电容器维持不同的最大电压。电荷传送电容器被选择为使得在处于其各自的最大电压的情况下，这些电荷传送电容器都具有相同的电容。
一些实施例包括连接第一裸片和第二裸片的裸片间接合处。作为裸片间接合处中的折叠的结果，第一裸片和第二裸片位于不同的平面上。其它实施例的特征包括共面的第一裸片和第二裸片。
实施例包括开关电容器转换器是多相转换器、并且设备具有第三裸片的实施例。在这些实施例中，相位开关包括与第一相位相关联的第一相位开关组以及与第二相位相关联的第二相位开关组，其中第一组在第一裸片上以及第二组在第二裸片上。在这些实施例中，包括具有第一电荷传送电容器组和第二电荷传送电容器组的实施例，其中第一电荷传送电容器组连接在第一裸片和第二裸片之间，以及第二电荷传送电容器组连接在第三裸片和第二裸片之间。
其它实施例包括衬底和电荷传送电容器。在这些实施例中，衬底支撑电荷传送电容器、第一裸片和第二裸片。在这些实施例中，还包括第一裸片和第二裸片的器件面面向衬底、并且器件面和衬底之间的传导凸块在裸片和电荷传送电容器之间提供电连通的实施例。在这些实施例中，还包括具有封装的实施例，其中第一裸片和第二裸片在封装中并且被定向成使得它们是共面的或者是非共面的。
其它实施例包括衬底、封装、第三裸片、以及电荷传送电容器。在这些实施例中，电荷传送电容器被集成到第三裸片中，衬底支撑封装，封装包括第一裸片、第二裸片和第三裸片，以及第一裸片、第二裸片和第三裸片分布在封装的不同层中。在这些实施例中，包括封装包含第一层和第二层的实施例。在这些实施例中，第一裸片和第二裸片在第一层中，以及第三裸片在第二层中。在这些实施例中，还包括封装包含第一层和第二层的实施例。在这些实施例中，第一裸片和第三裸片在第一层中，以及第二裸片在第二层中。在这些实施例中，还包括封装包含第一层、第二层和第三层的实施例。在这些实施例中，各层包含至多一个裸片。在这些实施例中的一些实施例中，第二层在第一层和第三层之间，以及第三裸片在第二层中。
一些实施例包括支撑封装的衬底。封装具有上层和下层，其中下层比上层更靠近衬底。下层包含裸片，以及上层包含电荷传送电容器。电感器在封装外部的衬底上。在这些实施例中，包括裸片的器件面面向衬底的实施例。设备还包括第一互连层、第二互连层、以及导电凸块。第一互连层将电荷传送电容器连接至裸片，以及第二互连层将裸片连接至电荷传送电容器和导电凸块。导电凸块将封装与电感器相连接。
在这些实施例中，还包括裸片的器件面背向衬底的实施例。这些实施例包括散热器、导热凸块、第一互连层、第二互连层、以及导电凸块。第一互连层将电荷传送电容器连接至裸片。第二互连层将裸片连接至电荷传送电容器和导电凸块。导电凸块将封装与电感器相连接。在这些实施例中，散热器面向衬底，以及导热凸块将散热器连接至衬底。这些导热凸块仅承载热量。它们与电路断开电连接。
在这些实施例中，还包括裸片的器件面背向衬底的实施例。在这些实施例中，第一互连层将电荷传送电容器连接至裸片，以及第二互连层将裸片连接至电荷传送电容器和导电垫。导电垫将封装与电感器相连接。导电垫将面向衬底的散热器连接至该衬底。该导热垫仅承载热量。导热垫与电感器、电荷传送电容器、以及裸片电隔离。
其它实施例还包括用于支撑具有上层和下层的封装的衬底，其中下层比上层更靠近衬底。电感器在封装中。下层包含裸片，以及上层包含电荷传送电容器。在这些实施例中，包括电感器被配置在上层中的实施例。在这些实施例中，还包括围绕层中的电感器芯的导电迹线形成电感器的实施例。
在前述实施例中，包括芯片的器件面背向衬底的实施例。在这些实施例中，导热凸块将散热器连接至衬底。这些导热凸块仅承载热量。导热凸块与裸片、电荷传送电容器、以及电感器电隔离。
另外的其它实施例包括第一裸片中的调节器开关。
根据以下详细描述和附图，本发明的这些和其它特征将会是明显的。
附图说明
图1示出具有可分离的变换级和调节级的功率转换器；
图2示出与图1所示的功率转换器相同、但是具有隔离变换级的功率转换器；
图3～10示出连接变换级和调节级的不同方式；
图11示出具有分离的调节电路和开关网络的dc-dc转换器；
图12示出在开关网络和调节级之间具有滤波器的功率转换器；
图13示出图12的功率转换器，但是没有调节级；
图14明确地示出与如图11所示的转换器相关联的控制电路；
图15示出图14所示的控制电路的详情；
图16示出在图15的控制电路的工作期间存在的信号；
图17是来自图12的示出死区时间间隔的四个信号的特写；
图18示出与图1所示的转换器类似的转换器中的开关布局的详情；
图19和20示出在如图14所示的控制电路的两个实施例中切换周期和峰间纹波作为输出负载电流的函数的依赖关系；
图21示出与图14所示类似的多相转换器；
图22和23示出在图21的控制电路的工作期间存在的信号；
图24示出与图14所示的功率转换器类似、但是具有一个调节器和多个开关网络的另一功率转换器；
图25示出与图14所示的功率转换器类似、但是具有一个开关网络和多个调节器的另一功率转换器；
图26示出与图25所示的功率转换器类似、但是在开关网络和调节器之间具有滤波器的功率转换器；
图27示出与图24所示的功率转换器类似、但是在开关网络和调节器之间具有滤波器的功率转换器；
图28示出图11的双向版本；
图29～30示出具有调节电路和开关网络的交替配置的dc-dc转换器；
图31示出具有控制器的如图30所示的dc-dc转换器那样的dc-dc转换器；
图32示出dc-dc转换器的另一配置；
图33示出图32中所示的功率转换器的特定实现；
图34示出具有多个调节电路的实施例；
图35示出rc电路；
图36示出开关电容器dc-dc转换器的模型；
图37示出图36的隔离变形；
图38示出作为切换频率的函数的开关电容器网络的输出电阻；
图39～40示出分别在充电阶段和放电阶段工作的串并联sc转换器；
图41示出具有二极管的泵串联对称级联倍增器；
图42示出具有二极管的泵并联对称级联倍增器；
图43示出电荷泵信号；
图44示出具有开关的两相对称泵串联级联倍增器；
图45示出具有开关的两相对称泵并联级联倍增器；
图46示出四个级联倍增器以及相应的半波版本；
图47示出具有用于减少与对电容器进行充电相关联的损耗的辅助转换器的图35的电路；
图48示出图47的电路的实现；
图49示出具有时控电流源的级联倍增器；
图50示出作为频率的函数的开关电容器转换器的输出阻抗；
图51、52和53示出时控电流源；
图54示出具有图52的时控电流源的级联倍增器；
图55示出图54所示的电路的实施例；
图56示出在图55的电路中选择的位置处的电流和电压；
图57示出具有全波绝热充电开关网络的图28所示的dc-dc转换器的特定实现；
图58示出相位a期间的图54所示的dc-dc转换器；
图59示出相位b期间的图54所示的dc-dc转换器；
图60示出与4:1绝热充电转换器相关联的各种波形；
图61示出串联连接级的绝热充电；
图62示出图61所示的功率转换器的特定实现；
图63示出串联连接级的绝热充电，其中在各级之间具有滤波器；
图64示出图63所示的功率转换器的特定实现；
图65示出ac-dc功率转换器架构；
图66示出使用再配置开关电容器级进行整流的ac电压；
图67示出图65中的包括ac开关网络的ac-dc功率转换器架构的实施例；
图68示出图67所示的ac-dc转换器的特定实现；
图69～70分别示出在ac周期的正部分和负部分期间的图68中的ac-dc转换器；
图71示出具有功率因数校正的ac-dc功率转换器架构；
图72示出具有隔离控制器的转换器；
图73示出图72中的开关网络由lc滤波器负载的转换器的替代架构；
图74示出针对调节电路的控制信号与针对开关网络的控制信号相隔离的转换器；
图75示出具有如图74所示的隔离控制器的图29的配置；
图76示出具有如图74所示的隔离控制器的图32的配置；
图77示出图65所示的整流器的实现；
图78示出图65所示的整流器的替代实现；
图79示出图77和78所示的整流器中的emi滤波器；
图80示出图77和78所示的整流器中的替代emi滤波器；
图81示出用于图77和78所示的实施例的ac桥；
图82示出驱动两个并联调节级的一个变换级；
图83示出向并联调节级提供滤波输出的变换级；
图84和85示出图28所示的dc-dc转换器的实现；
图86和87示出图30所示的dc-dc转换器的实现；
图88和89示出图29所示的dc-dc转换器的实现；
图90和91示出图32所示的dc-dc转换器的实现；
图92示出被实现为层的堆叠的开关网络；
图93～96是具有不同顺序的无源层和有源层的图92中的堆叠的截面；
图97～100示出针对图93所示的两层堆叠的不同位置的有源器件面和无源器件面；
图101～104示出针对图94所示的两层堆叠的不同位置的有源器件面和无源器件面；
图105示出无源器件层具有平面电容器的图93的实现；
图106示出无源器件层具有沟槽电容器的图93的实现；
图107示出具有晶圆到晶圆接合而不是裸片到裸片接合的图105的实现；
图108示出图107的实现，但是其中有源层的器件面是该有源层的上面而不是其下面；
图109示出开关网络的三个分区电流路径；
图110示出具有8个开关的有源层，该有源层叠加在其下方的具有8个电容器的无源层上；
图111示出已被分区为9个分区的图110中的开关其中之一；
图112示出分割切换但未分区的开关和电容器；
图113示出分区的开关和电容器；
图114示出分区为两个维度的电容器；
图115是图13和12所示的开关网络的一个实施例的功能框图；
图116示出图115所示的开关网络的典型图；
图117示出图115所示的开关网络的实现所用的特定端子布局；
图118是图13和12所示的开关网络的另一实施例的功能框图；
图119示出图118所示的开关网络的典型电路；
图120示出图118所示的开关网络的实现所用的特定端子布局；
图121示出图120中的相位裸片(phase-die)所用的端子布局，图121中明确地示出图119中的相位开关的位置；
图122是图13和12所示的开关网络的另一实施例的功能框图，但是包含针对开关网络要连接至的调节器的开关；
图123示出用于支承实现开关网络的组件的衬底；
图124示出同一封装内的图123的相位裸片和堆叠裸片；
图125示出堆叠的相位裸片和堆叠裸片；
图126示出图124的电路，但是其中电荷传送电容器现在正处于其自己的电容器裸片上并且被包括在封装内的电荷传送电容器自身的层上；
图127示出图124的电路，但是其中电荷传送电容器现在正处于其自己的电容器裸片上，被包括在封装中，并且与相位裸片占据同一层；
图128示出电荷传送电容器裸片被夹在相位裸片和堆叠裸片之间的封装；以及
图129～133示出还包括电感器的电路的实施例。
具体实施方式
一些功率转换器通过将利用有限数量的电路组件的调节和变换这两者混合到单个级中，来执行这些功能。作为结果，某些组件既用于调节又用于变换。有时，调节级被称为调节电路，并且变换级被称为开关网络。如这里所使用的，这些术语意味着相同的事物。
图1示出将转换器的变换和调节功能分离开的模块化多级功率转换器。这些功能不再如它们在单级转换器设计中那样一起实现。作为结果，在多级功率转换器中，如图1所示，可以针对特定功能来优化变换级和调节级。变换级和调节级可被视为独立实体或耦合实体。
在图1的功率转换器中，变换级接收跨其两个输入端子的输入电压vin，并以固定的电压变换比来输出跨其两个输出端子的中间电压vx。因此，中间电压vx响应于输入电压vin的变化而变化。因此，如果可以改变电压变换比，则变换级被认为是“可变的”。然而，不要求变换级是“可变的”。
在图1所示的特定实施例中，在变换级的负输入端子和其负输出端子之间存在电连接。在这种配置中，变换级被称为是“非隔离的”。与此相对，在图2所示的实施例中，变换级的负输入和其负输出之间不存在这种连接。图37中示出这种变换级的示例，其中电压变换比是n1:n2。
一般来说，如果在电路或系统的两个功能组件之间不存在直接传导路径，则这两个组件从电流意义上来说被称为是隔离的，但是在这两个组件之间仍可以通信能量和信息。这种能量和信息的通信能够以无需实际电流的各种方式执行。示例包括经由波的通信，而无论该波是电磁波、机械波还是声波。在该上下文中，电磁波包括可见范围内的波，以及恰好在可见范围之外的波。这种通信还可以通过静态或准静态的电场或磁场、电容地、电感地、或者通过机械手段实现。
电流隔离对于这两个功能组件具有不同电位的接地的情况特别有用。通过组件的电流隔离，可以基本上排除接地回路的发生。还可以降低电流将通过诸如人体等的非预期路径到达地面的可能性。
变换级有效率地提供中间电压vx，该中间电压vx与输入电压vin不同并且在比输入电压vin小得多的范围内变化。实际上，如果变换级的输入或输出发生变化，则中间电压vx在工作期间发生变化。这些变化需要校正以实现期望的输出电压vo。为此，调节级是必要的。如图1和28所示，调节级接收跨其输入端子的中间电压vx，并提供跨其输出端子的调节电压vo。
图1所示的架构足够灵活以允许具有不同需求的设计。例如，如果需要磁隔离，则可以使用磁隔离反激转换器。可以通过使用两个单独的调节级以及单个变换级来实现需要多个调节输出电压的设计。
图1所示的架构实际上创建了功率转换器的模块化架构，其中，基本构建块能够以各种方式混合和匹配以实现特定目标。
图3～10是示出相对于源或负载布置变换级和调节级的不同方式的框图。这些方式甚至可以完全表示为框图的事实源于架构的模块化。在传统的单级转换器中不存在这种模块化。在这种转换器中，调节和变换的功能紧密地混合在一起，使得不能提取出两个单独的电路并且称一个电路执行调节而另一个电路执行变换。作为替代，在传统的转换器中，如果试图提取两个电路(其中一个电路是调节器而另一个电路是变压器)，则通常的结果是两个电路不工作。
图3示出一对变换级夹着调节级的通用架构。各变换级包括一个或多个开关电容器网络。同样，各调节级包括一个或多个调节电路。也可以有多于一个源和多于一个负载。图3以及其它图中的双头箭头表示双向电力流动。
图4示出电力从源流动至变换级的源调节配置。然后，变换级向调节级提供电力，然后调节级将电力传递至负载。因此，在该配置中，负载最终从调节级接收电力。
与此相对，图5示出负载调节配置。在负载调节配置中，电力从源流动至调节级，然后调节级调节电力并将其传递到变换级。在该实施例中，负载直接从变换级接收电力，而不是直接从调节级接收电力。
图6示出与图4所示相同的反向源调节配置，但是电力沿相反的方向流动。
图7示出与图5所示相同的反向负载调节配置，但是电力沿另一方向流动。
在图8和9所示的实施例中，两个变换级包住调节级。图8和9通过电流的方向来区分。图8示出电力从源经由第一变换级、调节级和第二变换级流动至负载的源/负载调节配置，以及图9示出电力从负载经由第一变换级、调节级和第二变换级流动至源的反向源/负载调节配置。
在图10所示的另一实施例中，多个调节电路依赖于同一个开关电容器转换器。注意，在三个电源路径中，第一电源路径和第二电源路径处于负载调节配置中，而第三电源路径处于源/负载调节配置中。具有多个调节电路的实施例是特别有用的，因为它使得不同的输出电压能够被提供给不同的负载。
图11示出通过使用图1所示的原理组合两个模块而组装成的功率转换器10。所示的功率转换器10包括开关网络12a、电压源14、调节电路16a、以及用于将开关网络12a的输出连接至调节电路16a的输入的模块间链接11a。负载18a连接至调节电路16a的输出。电力沿箭头所示的方向在电压源14和负载18a之间流动。为了简化表示，省略了到正线路和负线路的连接的分离。
在图11所示的实施例中，调节电路16a可以与开关电路12a相距一定距离。在这种情况下，在开关网络12a的输出处包括滤波器是有用的。
图12示出如图11中的实施例那样、具有用于向开关网络12a提供第一电压v1的电压源14的功率转换器10。然而，在该实施例中，开关网络12a向电感l1提供第二电压v2。在所示的实施例中，还存在跨负载18a的电容c1。电感l1和电容c1一起定义了lc滤波器，该lc滤波器输出最终到达图11所示的调节电路16a的第三电压v3。调节电路16a调整未调节的第三电压v3以产生已调节第四电压v4，该已调节第四电压v4然后被提供至负载18a。
图13所示的替代实施例将第三电压v3直接连接至负载18a。在该实施例中，通过组合电容器c1和电感器l1所形成的滤波器调节第三电压v3，而无需调节电路16a。以上示出的各种配置具有需要在特定时间断开和闭合的开关。因此，这些配置都隐含地需要一个或多个控制器来提供用于使这些开关断开和闭合的控制信号。结合图14～23来描述这种控制器20a的结构和操作。
图14示出图11的功率转换器10，但其中明确示出了控制器20a。控制器20a的特征包括三个传感器输入：针对中间电压vx的中间电压输入、针对输出电压vo的输出电压输入、以及针对输入电压vin的可选输入电压输入。控制器20a具有两个其它输入：用以接收时钟信号clk的时钟输入、以及用以接收参考电压vref的参考输入。以上各种信号以及后述的其它信号的示例可以在图16中看到。
基于上述输入，控制器20a提供了用以控制开关电容器元件12a中的开关的第一控制信号
控制器20a依赖于时钟信号clk和中间电压vx来设置用于控制调节电路16a的第二控制信号pwm的周期。参考电压vref和输出电压vo之间的比较提供了用于控制输出电压vo的基础。
控制器20a使开关网络12a和调节电路16a的操作同步。控制器20a通过使与中间电压vx有关的纹波与第二控制信号pwm同步来做到这一点。这种同步放宽了以比开关网络12a明显更高的频率运行调节电路16a以试图实现有效的前馈控制这一要求。
这里所述的控制方法还避免了改变开关网络12a的切换频率时固有的毛刺(glitch)。该控制方法通过利用用于牵引不连续输入电流的调节电路16a来做到这一点。这种调节电路16a的示例是使用降压转换器的调节电路。
现参考图15，控制器20a具有开关电容器部分301和调节器部分302。这些部分可以在相同的裸片上或者在不同的裸片上。
开关电容器部分301输出第一控制信号
开关电容器部分301具有接收输入电压vin和中间电压vx的下冲限制器36。基于这些电压，下冲限制器36确定触发电平vx_l。触发电平vx_l被示出为叠加在图16中的第六迹线上的虚线水平线。开关电容器部分301最终使用该触发电平vx_l来确定何时产生第一控制信号
在已经基于输入电压vin和中间电压vx产生触发电平vx_l之后，下冲限制器36将该触发电平vx_l提供给第一比较器35。然后，第一比较器35将触发电平vx_l与中间信号vx进行比较。基于该比较，第一比较器35向第一控制信号发生器34提供第一触发信号，其中该第一控制信号发生器34最终输出第一控制信号
因此，开关电容器部分301形成第一反馈回路，其中该第一反馈回路基于中间电压vx和输入电压vin的组合来操纵第一控制信号
第一控制信号发生器34不立即产生第一控制信号
在开关电容器部分301忙于向第一控制信号发生器34提供第一触发信号期间，调节器部分302也忙于产生第二控制信号pwm。调节器部分302利用用于接收电压输出vo和参考电压vref的电压补偿器31来开始该处理。由此，电压补偿器31产生误差电压verr。
电压补偿器31的一些实现包括线性电压模式控制和峰值电流模式控制。然而，其它模式也是可能的。在针对调节电路16a假设线性电压模式控制的情况下，电压补偿器31将功率转换器10的输出电压vo与参考电压vref进行比较，并将误差信号verr提供给第二比较器32。该误差信号verr在图16中被示出为叠加在图16所示的第二迹线上的锯齿形波形vsaw上。
因此，调节器部分302形成第二反馈回路，其中该第二反馈回路基于参考信号vref和输出电压vo的组合来操纵第二控制信号pwm以控制输出电压vo。然而，出于以下更详细讨论的原因，开关电容器部分301和调节器部分302并非独立地工作。作为替代，控制器20a使它们的工作同步。
为了提供这种同步的基础，调节器部分302包括锯齿发生器30。锯齿发生器30基于时钟信号clk和中间电压vx而产生锯齿波形vsaw。该锯齿波形vsaw最终提供了用以使第一控制信号
第二比较器32将误差电压verr与锯齿波形vsaw进行比较，并基于该比较来输出第二触发信号。如图16所示，第二控制信号pwm响应于误差电压verr和锯齿波形vsaw之间的差的符号的变化而改变状态。由于锯齿波形vsaw最终基于中间电压vx，因此这提供了使开关电容器部分301和调节器部分302的工作同步的基础。
第二控制信号发生器33从第二比较器32接收第二触发信号，并将第二触发信号用作产生第二控制信号pwm的基础。
该第二控制信号pwm最终用作栅极驱动，以实际驱动用于实现调节电路16a中的主开关152的晶体管的栅极，其详情在图18中可见。该主开关152最终控制如图16中的第四迹线和第五迹线所示的跨调节电路16a内的电感器154的电感器电压vl以及通过调节电路16a内的电感器154的电感器电流il。
所示的特定配置示出在锯齿发生器30中实现的调节电路16a的前馈控制。然而，这种控制也可以在电压补偿器31中实现。
开关电容器部分301实现如下的滞后控制系统，其中控制变量即中间电压vx基于滞环在两种状态之间突然地切换。中间电压vx是锯齿波形的分段线性近似。
调节器部分302和开关电容器部分301之间的同步对于使得能够在调节电路16a未牵引电流的情况下出现开关网络12a的死区时间间隔是重要的。
在实际的开关网络12a中，第一控制信号
出现的实际困难在于，开关不能立即地断开和闭合。也不能保证这些开关同时操作。因此，第一控制信号
另一方面，诸如降压转换器等的某些调节电路16a不连续地牵引输入电流。特别地，这些调节电路16a具有短间隔，其中在这些短间隔期间，调节电路16a牵引零电流。
控制器20a通过使开关网络12a和调节电路16a的工作同步来避免毛刺，以使得调节电路16a在死区时间间隔dt期间牵引零电流。
这种同步的另一益处是能够使开关网络12a中的开关在其间没有电流流过的情况下改变状态。这减少了换向损耗。如图17所示，使死区时间间隔dt在调节电路16a没有正牵引电流时发生，并且使开关网络12a中的开关仅在死区时间间隔dt的开始和结束时改变状态，因此确保了零电流切换。
在操作中，调节器部分302和开关电容器部分301进行协作以确保第一控制信号
第一控制信号发生器34从第一比较器35接收用于指示中间电压vx已下降到触发电平vx_l以下的第一触发信号。然而，如以上所提到的，第一控制信号发生器34不立即行动。作为替代，它等待合适的时间来进行状态改变。同时，如图16所示，随着第一控制信号发生器34等待，中间电压vx继续下降。
如图16所示，在第一控制信号发生器34行动之前，中间电压将已经下降到低于触发电平vx_l的下冲δvd。在大多数情况下，下冲δvd较小并且被1/2δvx的下冲上限限制，其中，下冲上限仅在调节器部分302和开关电容器部分301的切换频率相等的情况下出现。该下冲上限取决于负载电流和输入电压vin。
由于下冲δvd的大变化对调节电路18a施加了压力，因此下冲δvd的大变化是不期望的。下冲限制器36通过间接控制下冲上限1/2δvx来选择合适的触发电平vx_l以限制该下冲δvd。下冲限制器36使用中间电压vx和输入电压vin来选择触发电平vx_l的适当值。
图17示出在图16中选择的波形按一定比例的特写，其中该比例实际上足够大以示出构成第一控制信号
图18示出由第一相位
在该死区时间间隔dt期间，相位
如从以上关系显而易见的，死区时间dt对最大可能占空比dmax设置了限制。因此，期望尽可能地减少死区时间dt，以增大调节电路16a的可能变换比的范围。
对于许多实际的功率转换器，对电磁兼容的期望规定了调节电路16a应当以恒定的切换频率进行工作。在这些情况下，关于最大可能占空比dmax的以上限制不会过于繁重，特别是在调节电路16a所用的反馈控制器将在其它方面具有最大占空比要求的情况下。
如上所述并由图15中的控制器20a实现的控制策略是许多可能实现之一。一般来说，随着功率转换器10的负载电流变化，开关网络12a中的开关141、143、146、148、142、144、145、147的切换频率将以离散的步长发生改变。
图19示出输出电流如何影响开关网络12a中的开关141、143、146、148、142、144、145、147改变状态的周期以及相应的δvx纹波这两者。
对于这种特定的控制策略，纹波幅度δvx根据负载电流而变化。特别地，纹波幅度δvx限定了具有随负载电流而减小的峰间振幅的锯齿波形。在负载电流接近零时，峰间振幅接近最大峰间振幅的一半。通过对控制器的一些修改，如图20所示，还可以在负载电流接近零时使δvx纹波接近最大峰间振幅。
如从图19和20这两者显而易见的，随着负载电流的增加，开关141、143、146、148、142、144、145、147的切换周期对于输出电流的范围保持相同。在输出电流的该范围内，转换器依赖于调节电路16a来弥补开关网络12a提供的电压和所需电压之间的差。在某一时间点，调节电路16a不再能够进行必要的校正。此时，周期会下降一个台阶。
图14所示的控制器20a是单相转换器。这样，第一控制信号
图21示出具有多个调节电路16a、16b的n相转换器的示例。各调节电路16a、16b具有相应的开关网络12a、12b。各调节电路16a、16b还被其自身的控制信号驱动，因此需要n维的第二控制信号pwm。各开关网络12a、12b被一对相位驱动，因此需要2n维的第一控制信号。
n相控制器20a控制n相转换器。n相控制器20a与图14中的单相控制器相同，但是具有针对n个中间电压vx1、vx2、...vxn的附加输入。
图22示出与图16所示的波形相似、但是针对图14所示的控制器的三相版本的波形。
如图22所示，第二控制信号pwm包含彼此分离与其间的120°相移相对应的延迟时间的第二控制信号元素pwm1、pwm2、pwm3。三个中间电压vx1、vx2、vx3彼此偏移该延迟时间的整数倍。在图22中，整数是1。然而，如图23所示，可以是其它整数。
由于中间电压vx1、vx2、vx3的周期比第二控制信号元素pwm1、pwm2、pwm3的周期长，因此使中间电压偏移延迟时间将不会使它们彼此异相120度。实际上，由于中间电压的周期太长，因此偏移该延迟时间仅引起中间电压vx1、vx2、vx3中非常小的相移。
图23示出与图22所示类似的替代操作方法，但是具有已经偏移了延迟时间的较大倍数的中间电压vx1、vx2、vx3。这导致中间电压vx1、vx2、vx3之间的更显著相移，其结果是输出电压vo中的纹波减小。
用于控制图21所示的n相转换器的多相控制器20a可被认为是并联工作但具有特定相位关系的n个图15中所示的单相控制器20a。因此，多相控制器20a看起来与图15中的多相控制器非常相似，但是具有附加的输入和输出信号。通常，中间电压(vx1、vx2...vxn)和输出电压vo是控制器20a的适当操作所需的。
图24示出与图21所示的转换器相似、但是仅具有连接至多个开关网络12a、12b的一个调节电路16a的转换器。由于仅存在一个调节电路16a，因此仅需要1维的第二控制信号pwm。各开关网络12a、12b被一对相位驱动，因此需要2n维的第一控制信号。
图25示出基本上与图24相反的转换器。在图25中，转换器具有多个调节电路16a、16b，其全部连接至同一开关网络12a。各调节电路16a、16b被其自己的控制信号驱动，因此需要n维的第二控制信号pwm。唯一开关网络12a被一对相位驱动，因此需要2维的第一控制信号。
图26示出与图25所示的转换器相似、但是具有连接至开关网络12a的输出和调节电路16a、16b的输入这两者的电感l1的转换器。接地电容器c1提供了用以在工作期间储存过多电荷的位置。n相控制器20a观察开关网络的输出电压vy和调节电路的输入电压vx这两者。
图27示出与图24所示的转换器相似、但是具有连接至开关网络12a、12b各自的输出以及调节电路16a的输入的电感l1...ln的转换器。接地电容器c1提供了用以在工作期间储存过多电荷的位置。n相控制器20a使用开关网络的输出电压vy1…vyn和调节电路的输入电压vx来生成合适的控制信号。
在图14中，非电容调节电路16a对开关网络12a进行减载。该调节电路16a以高频进行切换。如图16中的第六迹线所示，来自调节电路16a的高频切换的分量最终叠加在中间电压vx的较低频率的锯齿波形上。锯齿近似波形的占空比取决于开关网络12a的拓扑。一般来说，互补开关网络控制信号的频率随着响应于中间信号的斜率变化的变化而改变。这些变化转而是作为功率转换器的工作点变化的结果而产生的。
开关网络12a和调节电路16a基本上是模块化的，并且可以以各种不同的方式进行混合和匹配。这样，图11所示的配置表示用以利用一个或多个调节电路16a来配置一个或多个开关网络12a以形成多级转换器10的多种方式中的仅一种方式。
例如，图28示出图11的双向版本，其中如箭头所示，电力可以从电压源14流动至负载18a或者从负载18a流动至电压源14。
结合以下实施例描述两个基本元件：开关网络12a和调节电路16a。假设组合了相同类型的串联连接元件，则总共有四个基本构建块。这些基本构建块如图28、29、30和32所示。这里所公开的功率转换器包括四个基本构建块至少之一。通过组合基本构建块可以实现更复杂的转换器。
图28所示的第一构建块的特征包括开关网络12a，其中该开关网络12a的输出连接到调节电路16a的输入。图29所示的第二构建块的特征包括第一开关网络12a，其中该第一开关网络12a的输出经由第一模块间链接11a而连接到调节电路16a，调节电路16a的输出经由第二模块间链接11b而连接到第二开关网络12b的输入。在图30所示的第三构建块中，调节电路16a的输出经由模块间链接11b而连接到开关网络12a的输入。图33所示的第四构建块的特征包括第一调节电路300a，其中该第一调节电路300a具有连接到第一开关网络200的输入的输出，第一开关网络200的输出连接到第二调节电路300b的输入。
附加实施例进一步考虑了通过使开关网络12a和调节电路16a能够以各种不同方式“实例化”来将面向对象的编程概念应用到功率转换器的设计中，只要它们的输入和输出继续以有助于具有各种性质的功率转换器的模块化组装的方式匹配即可。
在许多实施例中，开关网络12a被实例化为开关电容器网络。更有用的开关电容器拓扑如下：阶梯、dickson、串并联、fibonacci、以及倍压器，所有这些拓扑都可以绝热地充电并被配置为多相网络。特别有用的开关电容网络是全波级联倍增器的绝热充电版本。然而，也可以使用非绝热充电版本。
如这里所使用的，“绝热地”改变电容器上的电荷意味着使该电容器中所储存的电荷通过非电容元件来使该电荷的量发生变化。电容器上的电荷的正绝热变化被认为是绝热充电，而电容器上的电荷的负绝热变化被认为是绝热放电。非电容元件的示例包括电感器、磁性元件、电阻器及其组合。
在一些情况下，电容器可以在一部分时间绝热地充电，并在其余时间非绝热地充电。这种电容器被认为是绝热地充电。同样，在一些情况下，电容器可以在一部分时间绝热地放电，并在其余时间非绝热地放电。这种电容器被认为是绝热地放电。
非绝热充电包括并非绝热的所有充电，并且非绝热放电包括并非绝热的所有放电。
如这里所使用的，“绝热充电开关网络”是具有既进行绝热充电又进行绝热放电的至少一个电容器的开关网络。“非绝热充电开关网络”是并非绝热充电开关网络的开关网络。
调节电路16a可被实例化为具有调节输出电压的能力的任意转换器。例如，降压转换器由于其高效率和速度而是有吸引力的候选。其它合适的调节电路16a包括升压转换器、降压/升压转换器、反激转换器、正向转换器、半桥转换器、全桥转换器、cuk转换器、谐振转换器以及线性调节器。反激转换器可以更具体地是准谐振反激转换器、或有源钳位反激转换器、或交错反激转换器、或双开关反激转换器。同样，正向转换器可以更具体地是多谐振正向转换器、或有源钳位正向转换器、或交错正向转换器、或双开关正向转换器。并且，半桥转换器可以更具体地是非对称半桥转换器、或多谐振半桥转换器、或llc谐振半桥。
在图28所示的实施例中，源电压14向被实例化为开关电容器网络的第一开关网络12a提供输入。第一开关网络12a的输出是比被提供给调节电路16a(例如，降压转换器、升压转换器或降压/升压转换器)的输入电压低的电压。该调节电路16a向诸如另一开关电容器网络等的第二开关网络12b提供调节后的输入电压。然后向负载18a施加该第二开关网络12b的高电压输出。
诸如图28所示的实施例可被配置为根据能量流动的方向来调节负载18a或者调节电压源14。
在图30所示的另一实施例中，低电压源14连接到调节电路16a的输入，其中调节电路16a的输出被提供给开关网络12a的输入以使开关网络12a升压至更高的dc值。然后将开关网络的输出提供给负载18a。
诸如图30所示的实施例可以用于根据能量流动的方向来调节电压源14或负载18a。
图31示出图30的模块化dc-dc转换器10c，但是其中明确示出了控制器20a。控制器20a与结合图15所述的控制器相同。
如结合图15所讨论的，控制器20a的特征包括三个传感器输入：针对中间电压vx的传感器输入、针对输出电压vo的传感器输入、以及可选的针对输入电压vin的传感器输入。控制器20a还具有并非传感器输入的两个输入。一个非传感器输入接收时钟信号clk，以及另一个非传感器输入接收参考电压vref。时钟信号clk用于设置第二控制信号pwm的周期，并且参考电压vref用于设置期望输出电压。基于这些输入，控制器20a输出针对开关电容器元件12a的具有两个相位的第一控制信号、以及用以控制调节电路16a的切换的第二控制信号pwm。该第二控制信号pwm是脉冲宽度调制信号。
现参考图32，转换器100的另一实施例包括连接到转换器输入102的第一调节电路300a、以及连接到转换器输出104的第二调节电路300b。在第一调节电路300a和第二调节电路300b之间是具有开关网络输入202和开关网络输出204的开关网络200。开关网络200包括通过开关212互连的电荷存储元件210。这些电荷存储元件210被分割为第一组206和第二组208。
在一些实施例中，开关网络200是诸如图33所示的双向开关电容器网络。
图33中的开关电容器网络的特征包括第一电容器20和第二电容器22并联。第一开关24选择性地将第一电容器20和第二电容器22其中之一连接到第一调节电路300a，并且第二开关26选择性地将第一电容器20和第二电容器22其中之一连接到第二调节电路300b。第一开关24和第二开关26这两者能够以高频进行操作，从而便于第一电容器20和第二电容器22的绝热充电和放电。
图33所示的特定实施例具有两相开关网络200。然而，作为替代可以使用其它类型的开关网络。
在图34所示的又一实施例中，将多个调节电路16a、16b、16c设置在第一开关网络12a的输出处，以驱动多个负载18a～18c。对于其中一个负载18c，将第二开关网络12b设置在负载18c和相应的调节电路16c之间，从而产生与图30所示相同的路径。因此，图34提供了调节电路和开关网络的模块化结构如何便于使组件混合和匹配以提供dc-dc转换器结构的灵活性的能力的示例。
开关电容器功率转换器包括开关和电容器的网络。通过使用这些开关使网络循环通过不同的拓扑状态，可以将能量从开关电容器网络的输入传送到输出。可以使用已知为“电荷泵”的一些转换器来在闪速存储器和其它可再编程存储器中产生高电压。
为了帮助理解开关电容器转换器中的损耗机制，如图35中所描绘的，首先分析经典的电容器充电问题是有益的。
图35示出最初充电到某个值vc(0)的电容器c。在t＝0时，开关s闭合。在该时刻，当电容器c充电到其最终值vin时，短暂的电流浪涌流动。充电速率可以用时间常数τ＝rc来描述，其中该时间常数τ表示使电压上升或下降到其最终值的1/e内所需的时间。跨电容器vc(t)的电压以及通过电容器ic(t)的电流的瞬时值由下式给出：
vc(t)＝vc(0)+[vin-vc(0)](1-e-t/rc)，
以及
可以通过计算电阻器r所消散的能量来求出在对电容器进行充电期间所产生的能量损耗，即
可以通过将ic(t)的表达式代入上式来进一步简化等式。评价该积分然后产生
因此，明显的是，涉及电阻的唯一项在衰减的指数中。因此，如果使得瞬态能够静定(即，t→∞)，则在对电容器进行充电时产生的总能量损耗与其电阻r无关。在这种情况下，能量损耗量等于
如图36所示，开关电容器转换器可被建模为理想变压器，其具有如图36所示的考虑了在能量传送电容器的充电或放电时产生的电力损耗的有限输出电阻ro。图36所示的实施例是非隔离的，这是因为连接了变压器两侧的负端子。然而，这绝不是必需的。作为示例，图37示出相同端子未连接的实施例，其中在这种情况下，转换器是隔离的。
应当注意，所示的变压器仅用于建模目的。这种类型的转换器通常将不具有缠绕铁芯的绕组。与充电和放电相关联的电力损耗通常在mosfet的导通电阻和电容器的等效串联电阻中消散。
开关电容器转换器的输出电压由下式给出
存在可以简化开关电容器转换器的操作并容易地求出ro的两种限制情况。这些限制情况被称为“慢速切换限制”和“快速切换限制”。
在快速切换限制(τ>>tsw)中，充电电流和放电电流近似恒定，从而导致电容器上出现三角形ac纹波。因此，ro对mosfet和电容器的串联电阻敏感，但不是工作频率的函数。在这种情况下，在快速切换限制下工作的转换器的ro是寄生电阻的函数，并且ro由下式给出：
尽管趋于低估ro，但是在设计处理中用作良好的起始点的ro的有用近似由下式给出：
在慢速切换限制中，切换周期tsw比能量传送电容器的rc时间常数τ长得多。在该条件下，与电容器和开关的电阻无关地，发生由1/2c×δvc2给出的系统能量损耗。该系统能量损耗发生是部分由于充电电流和放电电流的均方根(rms)是rc时间常数的函数。在这些情形下，ro是由下式给出
通过检查图38，可以理解作为频率的函数的输出电阻的行为，其中图32示出，随着频率增加，输出电阻以与1/fsw项一致的方式下降，并且在较高频率处，输出电阻静定至稳定值。
以上给出的rssl和rfsl的计算基于电荷倍增器矢量概念。可以通过检查任何标准的适定n相转换器来获得矢量a1～an。使用基尔霍夫电流定律在各种拓扑状态下施加的约束以及各个电容器上的n个电荷倍增器量必须总计为零这一稳态约束，来计算电荷倍增器矢量。
一旦已知ro，就可以通过下式计算出传导损耗pcond：
另外，可以计算诸如切换损耗、驱动器损耗和控制损耗等的其它损耗。优选地，切换损耗与传导损耗相当。源于对晶体管节点进行充电和放电的损耗由下式给出
psw＝wswfsw＝(wds+won+wg)fsw
其中wg是栅极电容损耗，won是重叠或换向损耗，以及wds是输出电容损耗。因此，可以使用下式来计算总转换器损耗
一旦确定了ro和附加损耗机制，则转换器的总效率由下式给出
为了优化开关电容器转换器的效率，必须选择最佳的切换频率、电容和器件尺寸。如果切换频率太低，则传导损耗pcond占主导地位。另一方面，如果切换频率太高，则psw占主导地位。尽管这样做往往会使输出纹波减小，但开关电容器转换器很少会远高于慢速切换限制和快速切换限制之间的过渡区域而工作。毕竟，在该区域的上方工作往往会增加切换损耗而不降低输出电阻以补偿那些增加的切换损耗。因此，在该区域的上方工作几乎没有好处。
如果例如通过减小rc时间常数来减小充电路径的有效电阻reff，则rms电流增加，并且发生如此情况使得总充电能量损耗(eloss＝irms2reff＝1/2c×δvc2)与reff无关。使这种能量损耗最小化的一种解决方案是增加开关电容器网络中的泵电容器的尺寸。
尽管许多开关电容器网络可以提供特定的电压变换，但由于各种原因，这些开关电容器网络中的大多数是不切实际的。实际的开关电容器网络通常具有大变换比、低开关应力、低dc电容器电压以及低输出电阻。适用于这里所述的转换器的拓扑包括阶梯、dickson、串并联、fibonacci、以及倍压器拓扑。
一种有用的转换器是串并联开关电容器转换器。图39～40示出分别在充电阶段和放电阶段工作的2:1串联-并联开关电容器转换器。在充电阶段期间，电容器串联。在放电阶段，电容器并联。在其充电阶段，电容器电压vc1和vc2合计为v1，而在其放电阶段，vc1和vc2等于v2。这意味着v2＝v1/2。
另一有用的拓扑是图41和42所示的拓扑。在这两个电荷泵中，源位于v1，并且负载位于v2。在这些类型的电荷泵中，随着耦合电容器连续地充电和放电，沿二极管链泵送电荷的分组。如图43所示，具有振幅vpump的时钟信号vclk和
初始电荷到达输出端需要n个时钟周期。最终泵电容器上的电荷是初始泵电容器上的电荷的n倍大。因此，在这两种泵浦配置中，图42中的转换器的v2是v1+(n-1)×vpump。
尽管上述拓扑适用于使电压步升，但它们也可用于通过切换源和负载的位置来使电压步降。在这种情况下，二极管可以用诸如mosfet和bjt等的受控开关代替。
图41和42示出仅在时钟信号的一个相位期间传送电荷的拓扑。这种拓扑被称为“半波”拓扑，这是因为仅在时钟周期的一半内发生电荷传送。半波拓扑的缺点是不连续的输入电流。
可以对图41和42所示的拓扑进行转换，使得这些拓扑在时钟信号的两个相位期间传送电荷。这可以通过并联连接两个这样的拓扑并将其驱动为180度异相来执行。由于在时钟周期的两半内都会发生电荷传送，因此这里将这种拓扑称为“全波”拓扑。
图44示出由图41所示的拓扑推导出的拓扑，但是被修改为使得在时钟信号的两个相位中都会发生电荷传送。图45示出由图42所示的拓扑推导出的拓扑，但是被修改为使得在时钟信号的两个相位中都会发生电荷传送。代替如图41和42的拓扑所示的二极管，图44和45所示的拓扑使用开关。与固有地为单向的二极管不同，图44和45所示的开关是双向的。作为结果，在图44和45所示的拓扑中，电力可以从v1端子流动到v2端子，或者反之亦然。这样，这些拓扑可以用于使电压步升或者使电压步降。
在迄今为止所示的拓扑中，存在两个开关链，其中对各开关链进行泵送。然而，也可以仅对两个开关链其中之一进行泵送。这种拓扑被称为“非对称的”。
在非对称拓扑中，一半的电容器用于支持dc电压而不是用于传送能量。然而，这些实施例不需要各开关承受如此高的峰值电压。特别地，正对仅一个开关链进行泵送的情况下的峰值电压仅是实际正对两个开关链进行泵送的情况下的峰值电压的一半。在这些非对称拓扑中，可以使用结合图44所阐述的原理来修改正用于传送能量的唯一开关链，以在时钟信号的两个相位期间传送电荷。
图46示出使用结合图41～45所阐述的原理的八个示例性拓扑。第一列和第二列示出非对称配置和对称配置两者的半波拓扑，而第三列和第四列示出非对称配置和对称配置两者的全波拓扑。可以进一步修改图46所示的拓扑，以并联地组合n个相位并使它们以180度/n异相的方式运行。这样做减少了输出电压纹波并提高了输出功率处理能力。
图28、29、30和32所示的模块化架构中的基本构建块可以作为独立实体或耦合实体而连接。在开关网络和调节电路紧密耦合的情形中，可以通过绝热充电来防止和/或减少开关网络的系统能量损耗机制。这通常包括使用调节电路来控制开关网络中的电容器的充电和放电。此外，可以响应于外部刺激而调节调节电路的输出电压并因此调节总转换器的输出电压。调节输出电压的一种方法是通过控制磁性存储元件中的平均dc电流。
一般来说，期望调节电路以限制通过开关网络中的电容器的均方根(rms)电流的方式进行工作。调节电路可以使用电阻元件或磁性存储元件来做到这一点。由于电阻元件消耗电力，因此出于该目的而一般优选磁性存储元件。因此，这里所述的实施例依赖于调节电路中的开关和磁性存储元件的组合来限制开关网络中的rms电流。
为了限制rms电流，调节电路强制电容器电流通过具有平均dc电流的调节电路中的磁性存储元件。然后，操作调节电路中的开关，以维持通过磁性存储元件的平均dc电流。
调节电路可以限制开关网络中的至少一个电容器的rms充电电流和rms放电电流这两者。单个调节电路可以通过吸收和/或提供电流来限制流入或流出开关网络的电流。因此，存在图28、29、30和32所示的四种基本配置。
假设电力从源流动到负载，则在图28中，调节电路16a可以吸收开关网络12a的充电电流和放电电流这两者。
在图29中，调节电路16a可以提供开关网络12b的充电电流和放电电流这两者，同时还吸收开关网络12a的充电电流和放电电流这两者。此外，如果开关网络和调节电路这两者允许电力沿两个方向流动，则双向电力流动是可能的。
在图30中，调节电路16a可以提供开关网络12a的充电电流和放电电流这两者。
在图32中，调节电路300a可以提供开关网络200的充电电流，而调节电路300b可以吸收同一开关网络200的放电电流，并且反之亦然。
困扰开关电容器网络的根本困难在于，只对电容器进行充电的动作会引起能量损耗。这种能量损耗很大程度上取决于跨电容器的电压因充电事件而变化的程度。与使用电压为v的固定电压源将电容c从零充电到v相关联的能量损耗el是1/2cv2。该损耗并不取决于寄生串联电阻r。由于每当电压变化时出现这种损耗，因此工作期间的每个充电间隔都会产生等于1/2cδv2的损耗，其中δv与电容器电压的初始值和最终值之间的差相对应。
通过采用导通状态电阻较低的开关不能减少固定充电损耗。减少固定充电损耗的已知方式仅避免使电压在工作期间变化很大。这就是这种转换器仅在特定转换比下才能最有效地工作的原因。
由于被传送到充电周期中或者从充电周期传送出的电荷量是电压差和电容的乘积，因此只用小的电压差来传送大量电荷的一种方式是使电容非常大。然而，大电容器并非没有缺点。一方面，大电容消耗大量物理区域。另外，具有大电容的开关电容器网络不太适合高效操作。
如这里所述的转换器通过提供电容器的更高效使用来克服上述缺点。这意味着，电容器可以更小以及/或者系统效率将会整体提高。尽管如这里所述的转换器不需要可再配置的开关电容器电路，但是它可以利用如上所述的开关电容器电路。
图47示出用于在开关s闭合之后提高图35所示的电容器c的充电效率的方法。调节电路16a对电容器c进行绝热充电。在一些实施例中，调节电路16a是提供输出的开关模式转换器。合适的调节电路是基于低压磁的转换器。
在图47所示的系统中，在电容器c充电期间，输入电压vin和电容器堆叠电压vc之间的差的大部分出现在调节电路16a的输入端两端。代替在寄生电阻器r中作为热量消散，与电容器堆叠充电相关联的能量作为替代而被输送到调节电路16a的输出。因此，通过使调节电路16a的表观输入电阻高于寄生电阻器r，大部分电容器充电能量可以恢复(即，重定向到负载)。
因此，图47所示的实施例允许比图35所示更高效地使用电容器。这样可以在扩展到开关电容器转换器的情况下减小所需的电容器尺寸以及/或者提高系统效率。
图48示出开关网络12a连接到调节电路16a的上述实施例的一种实现，其中调节电路16a用作用以对开关网络12a中的电容器进行绝热充电/放电、并且调节输出电压vo的部件。请注意，调节电路16a无需处于比开关网络更高的频率来促进绝热操作；调节电路16a甚至可以处于更低的频率。在所示的特定实施例中，调节电路16a是同步降压转换器，而开关网络12a是单相串并联转换器。开关网络12a的特征包括同时断开和闭合的第一开关1、也同时断开和闭合的第二开关2、第一泵电容器c1、以及第二泵电容器c2。
调节电路16a包括滤波电容器cx，其中该滤波电容器cx仅用作调节电路16a的滤波器和旁路。因此，滤波电容器cx的电容应远小于开关网络12a的第一泵电容器c1和第二泵电容器c2的电容。
开关网络12a在处于充电状态和放电状态之间交替。在充电状态期间，开关网络12a对第一泵电容器c1和第二泵电容器c2进行充电。然后，在放电状态期间，开关网络12a使第一泵电容器c1和第二泵电容器c2并联地放电。
在充电状态下，第一开关1闭合，并且第二开关2断开。输入电压vin与跨第一泵电容器c1的电压和跨第二泵电容器c2的电压的总和之间的差出现在调节电路16a的输入端。作为结果，第一泵电容器c1和第二泵电容器c2低损耗地、并且采用由从调节电路16a牵引出以控制系统输出的电力所确定的速率进行充电。
同样，在放电状态下，第二开关2闭合，并且第一开关1断开。然后，开关网络12a以基于调节输出所需电力的速率并联地进行放电。
另一实施例依赖于至少部分绝热地对全波级联倍增器进行充电。级联倍增器由于其优越的快速切换限制阻抗、电压的易于放大性、两相操作、以及低开关应力因而是优选开关网络。
在级联倍增器中，耦合电容器通常用时控电压源vclk和
在其它所有都相同的情况下，绝热充电开关电容器转换器可以在比传统充电开关电容器转换器低得多的切换频率下进行工作，但效率更高。相反，绝热充电开关电容器转换器能够在与传统充电开关电容器转换器相同的频率下并以相同的效率进行工作，但是具有小得多(例如小4到10倍)的耦合电容器。
这里所述的实施例可以利用如图51所示180度异相工作的两个时控电流源iclk、
图54示出具有图52中的时控电流源的图49的级联倍增器。图55示出具有图53中的时控电流源的图49的级联倍增器。存在用于实现电流源72的多种方式。这些方式包括降压转换器、升压转换器、反激转换器、谐振转换器和线性调节器。在一些实施例中，具有恒定输入电流的功率转换器实现恒定电流源。在其它实施例中，针对由功率转换器的切换频率的倒数所定义的间隔的一部分具有恒定输入电流的功率转换器实现恒定电流源。在另外的其它实施例中，线性调节器实现恒定电流源。
在图55所示的实施例中，电感器l应当限制通过耦合电容器的rms电流(以提供绝热操作)，同时还提供相对恒定的输出电压vo。这可以通过具有与负载18a并联的大电感和/或电容(未示出)来实现。然而，大电感消耗相当大的区域。而且，更糟糕的是，大电感所需的绕组将导致相当大的电阻损耗。
通过正确地选择图55中的电感和电容(未示出)，可以在产生相对静态的输出电压vo的同时约束电流ix。特别地，电感的适当选择将产生如图56所示的整流正弦电流ix，不过该整流正弦电流ix仍将导致通过耦合电容器的有限rms电流以及相对恒定的输出电压vo。
在图56中，正弦曲线的每半个周期之间的边界与时控电流源的开关的切换事件相对应。理想地，每当发生切换事件时，电流ix应当是零。这将使切换损耗最小化。然而，实际上难以实现这种精度。此外，在为了实现这种精度的任何尝试中，存在电感小于预期的风险。这将导致电流ix变为负值，从而可能使电路不稳定。
因此，在选择图55中的电感l时，期望选择足够小以避免消耗过多区域并产生损耗、但是足够大以提供电流ix将仅擦过零线而实际没有变为负值的电感。可以通过将电压vx的峰间值除以电流ix的平均值和切换频率的乘积所得的商来获得电感的合适值。然后将结果乘以一常数。合适的常数是13/24。
图57示出与图28所示的架构一致的步降转换器。然而，在该实施例中，使用调节电路16a对开关网络12a进行绝热充电。时控电流源iclk和
在操作中，使标记为“1”的开关闭合使得对电容器c4、c5和c6进行充电，而对电容器c1、c2和c3进行放电。同样，使开关“2”闭合具有互补效果。图57中示出第一拓扑状态(相位a)，其中标记为“1”的所有开关都闭合，而标记为“2”的所有开关都断开。同样，图58中示出第二拓扑状态(相位b)，其中标记为“2”的所有开关都闭合，而标记为“1”的所有开关都断开。
在该实施例中，调节电路16a限制各电容器的rms充电电流和放电电流。例如，电容器c3在相位a期间通过调节电路16a中的滤波电感器放电，而电容器c3在相位b期间通过调节电路16a中的滤波电感器充电，这清楚地展示了绝热概念。此外，所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。
一些代表性节点电压和电流在图60中示出。图示的两个电流(ip1和ip2)的上升沿和下降沿存在轻微的失真，但是对于大部分而言，电流与180度异相的两个时钟类似。一般来说，如该实施例中的情况那样，如果开关堆叠的至少一端没有负载大电容，则在级联倍增器中发生绝热充电，其中vx节点通过调节电路16a而被减载。
在操作中，不同量的电流将流过不同的开关。因此，以适合于将流过开关的电流的方式来设计这些开关的尺寸是有用的。例如，连接到vp1和vp2的开关比图57中的其它开关承载更多的电流。通过使这些开关比其它开关大，这避免了对不必要的大开关的需求并因而使得电路占用区更小。这还避免了与开关的尺寸成比例的不必要的附加电容损耗。
图57所示的开关将以某一切换频率在状态之间转变。为了减少损耗，期望开关网络12a进行操作以使得以该切换频率来约束通过开关的rms电流。确保是这种情况的一种方式是选择开关的电阻，使得电阻大到使电容器之间的电荷传送的rc时间常数在不长于切换频率的情况下是相同的。如图50中可见，通过控制开关的宽度“w”并因此控制其电阻和尺寸，可以强制开关网络12a进入快速切换限制区域。
遗憾的是，通过使用开关的电阻来约束rms电流，传导电力损耗增加并且整体效率降低。然而，调节电路16a使得能够降低开关的电阻并且绝热地进行操作。因此，可以最佳地确定开关的尺寸以获得最高效率而无需担心约束rms电流，这是因为该rms电流由调节电路16a(或者可选的磁性滤波器)处理。通过以给定切换频率和给定电流平衡各开关中的电阻和电容损耗来选择各开关的最佳尺寸。
具有图11、29、30和32所示的基本构建块的模块化架构可以扩展以覆盖更宽的应用(诸如高压dc、ac-dc、ac-ac、降压-升压、以及多个输出电压等)范围。这些应用各自包括使变换功能和调节功能分离开。架构的扩展还可以并入绝热充电的开关电容器转换器。
在许多开关电容器转换器中，电容器和开关的数量随着变换比线性地增加。因此，如果变换比大，则需要的电容器和开关的数量大。可选地，可以通过如图61所描绘地在没有居间滤波器的情况下、或者如图63所示地在级之间具有居间滤波器的情况下使多个低增益级串联连接来实现大的变换比。总开关电容器堆叠的变换比(vin/vx)如下：
串联堆叠配置的主要缺点是，前级的电压应力远高于后级的电压应力。这通常需要具有不同电压额定值和尺寸的级。然而，通过绕过一个级或两个级，可以容易地改变变换比。
前述的串联连接开关网络的绝热充电仅在以下开关网络控制前一级的充电电流和放电电流的情况下发生。因此，优选在前级中使用全波开关电容器转换器、或者使用诸如具有基于磁性的滤波器的单相串并联开关电容器转换器等的开关电容器级。
图62示出具有与图61所示的架构一致的两个串联连接的开关网络的转换器。图64示出相同的架构，但是以与图63所示的架构一致的方式在串联连接的开关网络之间具有滤波器。开关网络12a、12d这两者都是两相级联倍增器。在操作中，标记为“1”和“2”的开关始终处于互补状态，并且标记为“7”和“8”的开关始终处于互补状态。因此，在第一开关状态下，标记为“1”的所有开关都断开，并且标记为“2”的所有开关都闭合。在第二开关状态下，标记为“1”的所有开关都闭合，并且标记为“2”的所有开关都断开。在该实施例中，使开关1闭合使得对电容器c1、c2、c3进行充电，而对电容器c4、c5、c6进行放电，并且使开关2闭合具有互补的效果。另外，使开关7闭合使得对电容器c7、c8、c9进行充电，而对电容器c10、c11、c12进行放电，并且使开关8闭合具有互补的效果。
在假设调节电路16a是具有2:1的标称步降比的降压转换器的情况下，功率转换器提供32:1的总步降。此外，如果输入电压是32v并且输出电压是1v，则第一开关网络12a中的开关将需要阻断8伏，而第二开关网络12d中的开关将需要阻断2伏。
具有图11、29、30和32所示的基本构建块的模块化体系架构可被配置为处理如图65所示的ac输入电压。ac整流级19a接收来自ac源14b的ac波形，并将平均dc电压提供给转换器10，其中该转换器10的输出连接到负载18a。在该实施例中，转换器10可以是隔离的或采用其它形式。
开关电容器转换器的一个主要性质是其通过对开关电容器网络进行再配置针对大输入范围来操作效率的能力。如果ac壁电压(即60hz和120vrms)可被认为是慢速移动的dc电压，则前端ac开关网络13a应当能够将时变输入电压展开为相对稳定的dc电压。
图66示出覆盖有展开dc电压的、单个60hz周期上的120vrmsac波形的图。图67示出可以并入图65的ac整流级19a的那种ac开关网络13a。ac开关网络13a是与选择性反相级(即整流级)相结合的前端开关电容器级(即，开关网络)。前端开关电容器级具有不同的配置(1/3、1/2、1/1)以供其使用。在所示的特定实施例中，ac开关网络13a将dc电压保持在60v以下。在一些实施例中，ac开关网络13a是专用绝热开关电容器网络。
一旦ac开关网络13a展开了ac电压，图67所示的调节电路16a产生最终输出电压。在一些实施例中，ac开关网络13a和调节电路16a之间的另一开关网络16a进一步调节该电压。如果是这种情况，则针对串联连接级的警告适用，这是因为ac开关网络13a是专用开关网络12a。出于安全原因，某些形式的磁隔离或电隔离在ac-dc转换器中也是常见的。因此，在图67中，电压vac、vdc和vo有意被定义为对公共接地不可知。
图68示出与图67所示的架构相对应的ac-dc转换器。在该实施例中，ac开关网络13a是同步ac桥式整流器，同步ac桥式整流器之后是具有三个不同转换比(1/3、1/2、1/1)的可再配置的两相步降级联倍增器，而调节电路16a是同步降压转换器。在操作中，标记为7和8的开关始终处于互补状态。如图69所示，在ac周期的正部分(0～π弧度)期间，标记为“7”的所有开关闭合，而标记为“8”的所有开关断开。同样，如图70所示，在ac周期的负部分(π～2π弧度)期间，标记为“8”的所有开关闭合，而标记为“7”的所有开关断开。
除了开关7和8所提供的反相功能外，开关1a～1e和开关2a～2e可以如表1所示选择性地断开和闭合，以提供三种不同的转换比：1/3、1/2以及1。
表1ac开关网络13a设置有数字时钟信号clk。还产生第二信号clkb，其中该第二信号clkb可以仅仅是clk的互补(即，在clk低的情况下为高并且在clk高的情况下为低)、或者可以作为非重叠互补而产生。利用根据表1的第一行所设置的开关模式，ac开关网络13a提供三分之一(1/3)的步降比。利用根据表1的第二行所设置的开关模式，ac开关网络13a提供二分之一(1/2)的步降比。利用根据表1的第三行所设置的开关模式，ac开关网络13a提供为1的步降比。
安装到壁的大多数电源满足某一功率因数规范。功率因数是0到1之间的无量纲数，其定义了流动的有功功率与视在功率之比。用以控制谐波电流并因此提高功率因数的常见方法是使用有源功率因数校正器。图71示出用于控制谐波电流并将功率因数提高到1的ac-dc转换器8。图示的ac-dc转换器8的特征包括ac开关网络13a，其中该ac开关网络13a接收来自ac源14b的ac电压并对其进行整流。ac开关网络13a的输出连接到有源功率因数校正电路17a的输入。ac开关网络13a还可以经由开关电容器电路提供电压变换。功率因数校正电路21a控制其输入电流，使得该输入电流尽可能地与ac源14b所提供的电压波形保持同相。这将无功功率向零驱动。然后将功率因数校正电路17a的输出提供至以与图67所示相同的方式进行工作的调节电路16a。
图72示出连接在第一电路51和第二电路52之间的图65的模块化功率转换器10的特定实施例。第一电路51和第二电路52可以是源、负载、或者诸如功率转换器、pfc电路或emi滤波器等的其它电路。
图示的功率转换器10包括调节电路16a、开关网络12a和隔离控制器60。如这里所使用的，如果输入电压和输出电压不共享公共接地，则具有输入和输出的电路被认为是隔离的。可以通过使输入电压与变压器的输入电压相对应并且使输出电压与变压器的输出电压相对应来执行这种隔离。在一些实施例中，调节电路16a是隔离的。在其它实施例中，开关网络12a是隔离的。尽管仅需要前述实施例其中之一来将模块化dc-dc转换器10视为整体隔离，但是也存在开关网络12a和调节电路16a这两者都被隔离的实施例。
在一些实施例中，开关网络12a是具有固定电压转换比的未调节开关电容器转换器。这些实施例一般包括用以调节开关网络12a的输出的调节电路16a。合适的调节电路16a的示例包括升压转换器、降压转换器、反激转换器和线性调节器。
图73示出图72所示的转换器的变形，其中，在开关网络12a和第二电路252之间添加lc滤波器21a。lc滤波器的目的是经由图53所示的方法来促进开关网络12a的绝热充电。
图74示出图73所示的模块化dc-dc转换器10的特定实施例。调节电路16a被实现为具有开关s1、二极管d1、电容器c1和变压器t1的反激变压器。当以连续传导模式进行工作时，调节电路16a在第一状态和第二状态之间转变。在第一状态下，开关s1闭合，并且二极管d1不进行传导。在该第一状态期间，电容器c1用作电荷储存器以向调节器16a的输出供电。在第二状态下，开关s1断开，二极管d1进行传导。
如图74所示，隔离控制器60包括用于控制开关网络12a的第一控制信号ctr1、用于控制调节电路16a的第二控制信号ctr2、以及第一控制信号ctr1和第二控制信号ctr2之间的隔离屏障61。作为结果，第一控制信号ctr1和第二控制信号ctr2具有不同的接地，并且连接到变压器t1的不同侧。隔离屏障61可以包括声音隔离、光学隔离、电容隔离、电感隔离和机械隔离中的任何一个或多个。
如图75所示，图29所示的实施例可被修改为利用ac源14b进行操作，其中图75示出连接在第一电路51和第二电路52之间的模块化dc-dc转换器10。模块化dc-dc转换器10包括第一开关网络12a和第二开关网络12b以及调节电路16a。第一开关网络12a在其输入处接收来自第一电路251的电压。第二开关网络12b将其输出提供给第二电路252。调节电路16a接收来自第一开关网络12a的输出并将其自身的输出提供至第二开关网络12b的输入。隔离控制器60向第一开关网络12a提供第一控制信号，向第二开关网络12b提供第二控制信号，并且向调节电路16a提供第三控制信号。
同样，如图76所示，图32所示的实施例可被修改为利用ac源14b进行操作，其中图76示出第一调节电路16a和第二调节电路16b以及开关网络12a。第一调节电路16a在其输入处接收来自第一电路251的电压。第二调节电路16b将其输出提供至第二电路252。开关网络12a接收来自第一调节电路16a的输出，并将其自身的输出提供给第二调节电路126的输入。隔离控制器60向第一调节电路16a提供第一控制信号，向调节电路16b提供第二控制信号，并且向开关网络12a提供第三控制信号。在一些实施例中，如图73所示，第二调节电路16b可被实现为lc滤波器21a。图65所示的ac整流级19a可以以各种方式实现。在图77所示的一个实施例中，整流器19a的特征包括熔断器71、电容器c1、ac桥80、以及ac桥80和ac源14b之间的第一电磁干扰滤波器70a。在图78所示的另一实施例中，第二emi滤波器70b和功率因数校正电路90代替电容器c1。
第一电磁干扰滤波器70a(其实现在图79和80中可见)使ac-dc转换器8所产生的共模噪声和差模噪声降低期望量。这种噪声降低的程度通常由诸如fcc等的政府机构来设置。
ac桥80接受ac电压并输出平均dc电压。ac桥80的特定实现在图81中示出。该桥包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、以及第四二极管d4。在操作中，ac桥80在第一状态和第二状态之间转变。在第一状态下，第一二极管d1和第三二极管d3反向偏置，并且第二二极管和第四二极管正向偏置。在第二状态下，第二二极管d2和第四二极管d4正向偏置，并且第一二极管d1和第三二极管d3反向偏置。
许多现代装置需要不同的电压来操作诸如手机中的电源管理集成电路(pmic)等的不同组件。例如，可能需要一个电压来操作处理器，而可能需要另一电压来操作显示器。原则上，可以具有与所需的各输出电压相对应的单独的变换级和调节级。然而，这种解决方案浪费了物理空间和引脚计数这两者。这一困难的解决方案如图82所示，其中一个变换级驱动并联的两个或更多个调节级。因此，各调节级提供单独的输出电压。调节器级可以是已描述的任何调节器(包括线性调节器)。如图83所示，一些实施例在变换级和调节级之间包括滤波器。
为了确保在变换级中对开关电容器网络进行绝热充电，由各个调节级牵引的大部分电力优选来自恒定电流(或受约束电流)。这可以例如通过以下操作来实现：使调节级同步，以使得这些调节级牵引尽可能恒定的电流，从而避免变换级在开关电容器网络中(即，由于较高rms电流而引起)的较大电阻损耗。
图84～80示出符合图28、29、30和32所示的架构图的模块化功率转换器的具体实现。在各实现中，一个调节电路或多个调节电路可以限制各开关网络中的至少一个电容器的rms充电电流和rms放电电流，因此所有这些开关网络都是绝热充电开关网络。然而，如果存在去耦电容器9a或9b，则可能减弱调节电路限制rms充电电流和rms放电电流的能力。电容器9a和9b是可选的，并且为了保持输出电压适当恒定，使用电容器co。所有级共享公共接地，但不必是这种情况。例如，如果调节电路被实现为反激转换器，则接地可以容易地分离开，甚至开关网络可以通过电容隔离而具有单独的接地。此外，为简单起见，各实现中的开关网络具有单一转换比。然而，作为替代，可以使用以多个不同转换比提供功率转换的可再配置开关网络。
在操作中，标记为“1”和“2”的开关始终处于互补状态。因此，在第一开关状态下，标记为“1”的所有开关断开，并且标记为“2”的所有开关闭合。在第二开关状态下，标记为“1”的所有开关闭合，并且标记为“2”的所有开关断开。同样，标记为“3”和“4”的开关处于互补状态，标记为“5”和“6”的开关处于互补状态，并且标记为“7”和“8”的开关处于互补状态。通常，调节电路以比开关网络高的切换频率进行工作。然而，对开关网络和调节电路之间的切换频率没有要求。
图84示出与图11所示的架构相对应的步升转换器。在该实施例中，开关网络12a是具有1:3的转换比的两相步升级联倍增器，而调节电路16a是两相步升转换器。在操作中，使标记为1的开关闭合并且使开关2断开使得对电容器c3和c4进行充电，而对c1和c2进行放电。相反，使开关1断开并且使开关2闭合使得对电容器c1和c2进行充电，而对电容器c3和c4进行放电。
图8示出与图28所示的架构相对应的双向步降转换器。在该实施例中，开关网络12a是具有4:1的转换比的两相步降级联倍增器，而调节电路16a是同步降压转换器。在操作中，使开关1闭合并且使开关2断开使得对电容器c1、c2和c3进行充电，而对电容器c4、c5和c6进行放电。相反，使开关1断开并且使开关2闭合使得对电容器c4、c5和c6进行充电，而对电容器c1、c2和c3进行放电。所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。
图86示出与图30所示的架构一致的步升转换器。在该实施例中，调节电路16a是升压转换器，而开关网络12a是具有1:2的转换比的两相步升串并联开关电容器转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器c2进行充电，而对电容器c1进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。
图87示出与图30所示的架构一致的双向升降转换器。在该实施例中，调节电路16a是同步四开关降压-升压转换器，而开关网络12a是具有1:4的转换比的两相步升级联倍增器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器c4、c5和c6进行充电，而对电容器c1、c2和c3进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。
图88示出与图2所示的架构一致的反相升降转换器。在该实施例中，第一开关网络12a是具有2:1的转换比的步降串并联开关电容器转换器，第一调节电路16a是降压/升压转换器，以及第二开关网络12b是具有1:2的转换比的步升串并联开关电容器转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器c1进行充电，而使开关2闭合使得对电容器c1进行放电。同样，使开关7闭合使得对电容器c2进行放电，而使开关8闭合使得对电容器c2进行充电。
图89示出与图29所示的架构一致的双向反相升降转换器。在该实施例中，第一开关网络12a是具有2:1的转换比的两相步降串并联开关电容器转换器，调节电路16a是同步降压/升压转换器，以及第二开关网络12b是具有1:2的转换比的两相步升串并联开关电容器转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器c1进行充电，而对电容器c2进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。同样，使开关7闭合使得对电容器c4进行充电，而对电容器c3进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。
图90示出与图32所示的框图一致的步降转换器。在该实施例中，第一调节电路300a是升压转换器，开关网络200是具有1:2的转换比的两相步升串并联开关电容器转换器，以及第二调节电路300b是升压转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器c1和c2进行充电，而对电容器c3和c4同进进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。
图80示出与图32所示的框图一致的双向升降转换器。在该实施例中，第一调节电路300a是同步升压转换器，开关网络200是具有3:2的转换比的两相分级步降串并联开关电容器转换器，以及第二调节电路300b是同步降压转换器。在操作中，使开关1闭合使得对电容器c3和c4进行充电，而对电容器c1和c2同时进行放电。使开关2闭合具有互补的效果。所有有源组件都用开关实现，使得转换器可以处理两个方向上的电力。
应当理解，调节电路的拓扑可以是具有输出电压调节能力的任何类型的功率转换器，包括但不限于同步降压转换器、三电平同步降压转换器、sepic转换器、软开关转换器或谐振转换器。同样，根据期望的电压变换和允许的开关电压，可以利用各种开关电容器拓扑来实现开关网络。
前述开关网络12a的物理实现包括四个主要组件：无源器件层、有源器件层、互连结构、以及通孔。无源器件层具有诸如电容器等的无源器件。有源器件层具有诸如开关等的有源器件。
由于有源器件是通过cmos工艺制造的，因此出现了不同层中的有源器件和无源器件的分离。因此，如果在同一层上具有无源器件，则这些无源器件必须通过cmos兼容的工艺步骤制造以避免破坏有源器件。这种约束使得难以制造在芯片的小区域中提供高电容的电容器。这还使得难以制造高q电感器。为了避免这些困难，优选利用被优化用于制造这种无源器件的工艺流程来在这些无源器件自身的晶圆上生产集成无源器件。
在一些实施例中，器件被集成到单个单片衬底中。在其它实施例中，器件被集成到多个单片衬底中。单片衬底通常由诸如硅等的半导体材料制成。
在优选实践中，使用集成无源器件工艺来在无源器件层上制造无源器件，并且使用cmos工艺来在有源器件层上制造有源器件。这些器件层通过包括通孔的微细互连结构而电连接在一起，以允许跨器件层的电连接。
图92示出使用开关电容器电路中的电容器来传送能量的模块化转换器的电路框图。该框图示出包括用于开关和电容器这两者的层的层堆叠。层堆叠内的开关包括第一开关s1和第二开关s2。层堆叠内的电容器包括第一电容器c1和第二电容器c2。分立电感器l1安装在层堆叠的外部。
图92中的层堆叠内的层可以以不同方式堆叠。图93～95示出堆叠层的不同方式的侧视图、以及与各个这样的层配置相对应的互连结构和通孔的放置。有源器件层(也称为开关器件层)包括开关，而无源器件层包括电容器。
在图93中，有源器件层通过一组c4凸块而连接到印刷电路板，并且无源器件层堆叠在有源器件层上方。通孔tv提供印刷电路板与两层之间的互连结构之间的连接。
在图94中，该取向是相反的，其中无源层通过c4凸块而连接到印刷电路板、并且有源层位于无源层上方。再次地，通孔tv提供印刷电路板与两层之间的互连结构之间的连接。
图95示出堆叠多个无源层或有源层的可能性。在所示的特定实施例中，存在n个无源器件层和一个有源器件层。通孔tv提供了用于将印刷电路板连接到相邻层之间的互连结构的路径。
图96示出具有至少两个器件层的实施例，其中一个器件层具有开关，而另一个器件层具有电容器。
c4凸块沿印刷电路板以第一间距布置。互连结构包括以小于第一间距的第二间距布置的c5凸块。这种c5凸块的示例在图106中可见。
各无源层具有在芯片上占据一定占用区(footprint)的电容器。电容器被定位成使得各电容器位于无源层之上或之下的有源层上的开关的占用区内。这种布置有助于减少互连结构中的能量损耗和其它寄生损耗。
由于作为已知半导体制造工艺的性质的结果、通常仅处理晶圆的一个面，因此出现了附加排列。晶圆的这个面具有集成在其中的器件。出于该原因，该面被称为“器件面”。
对于各堆叠配置，现在存在与器件面是上面还是下面有关的附加排列。对于给定层，参考图93～95所示的z轴，该层的“上面”面向+z方向，“下面”面向-z方向。
如这里所使用的，如果垂直于层所限定的平面并且指向远离该层的方向的矢量指向+z方向，则称该层“面向”+z方向。如果层不面向+z方向，则称该层面向-z方向。
对于仅存在两个器件层的情况，图97～99示出在如图93所示上层是无源层的情况下的器件面的四种可能配置。图101～104示出在如图94所示上层是有源层的情况下的器件面的四种可能配置。
在图97中，有源层的器件面是其上面，并且无源层的器件面是其下面。鉴于仅存在两层，这意味着它们面向彼此。图99示出相反的情况，其中无源层的器件面是其上面，并且有源层的器件面是其下面。在图98中，有源层和无源层这两者的器件面都在上面，而在图100中，器件面都在下面。
图101～104示出图97～100的相反情况，其中有源层现在是上层。在图101中，有源器件位于下面，并且无源器件位于上面。由于仅存在两层，因此有源器件和无源器件如图97中那样面向彼此。在图102中，有源器件和无源器件位于其各自层的上面，而在图104中，有源器件和无源器件位于其各自层的下面。在图103中，有源器件位于上面，并且无源器件位于下面。
自然地，某些配置优选于其它配置。选择将取决于许多因素，其中大多数因素涉及通孔技术以及可用于将层连接到外部电路的引脚数量。
无源器件层和有源器件层在安装时可以采用任何形式。两种常见的选择是裸片或晶圆形式。
图104～106示出互连结构将有源裸片中的开关连接到无源裸片上的电容器的两个裸片到裸片布置的截面。在图104中，开关连接到平面电容器，而在图106中，开关连接到沟槽电容器。用于提供从裸片堆叠到印刷电路板的电连接的第一凸块c4、以及通孔tv在图104～106中省略，但是在图107～108中可见。
尽管可以使用任何类型的电容器，但沟槽电容器优于平面电容器，这是因为与平面电容器相比，沟槽电容器针对每单位裸片面积提供更大的电容、有时大一个或两个数量级。另外，与平面电容器相比，沟槽电容器提供更低的等效串联电阻。这两种电容器的属性都适用于使用电容能量传送的功率转换器，因为它们会影响功率转换器的效率。
如图104～106所示，互连结构将有源裸片上的开关连接到无源裸片上的电容器。该互连结构可以以多种方式实现。在图104～106的情况下，互连结构是无源裸片上的多层互连结构、单层的第二凸块c5、以及有源裸片上的多层互连结构的结合。唯一的要求是：互连结构将一个器件层上的开关连接到另一器件层上的电容器，两个器件层以一个叠在另一个上的方式堆叠，并且第二凸块c5具有比第一凸块c4微细得多的间距。在一些实施例中，第二凸块c5的间距比第一凸块的间距大四倍。如这里所使用的，“间距”表示每单位长度的凸块数。
图107～108示出通过晶圆到晶圆堆叠而实现的另一实施例。在该实施例中，不需要第二凸块c5。作为替代，有源晶圆和无源晶圆使用接合工艺彼此电连接。在图107中，有源层的器件面是其下面，并且在图108中，有源层的器件面是其上面。合适的接合工艺的示例是铜-铜接合以及氧化物-氧化物接合。此外，图107～108示出图104～106中省略的通孔和一些第一凸块c4。
这里讨论的类型的开关电容器功率转换器在开关电容器功率转换器中具有许多开关和电容器。这些开关和电容器都必须正确地互连以供功率转换器工作。存在用以对用于使这些组件互连的传导路径进行物理布置的许多方式。然而，并非所有这些方式都同样有效。根据这些传导路径的几何形状，它们中的一些可能引入显著的寄生电阻和/或电感。由于存在如此多的互连，因此选择将整体上为功率转换器提供可接受的寄生电阻和电感这两者的一组互连可能是艰巨的挑战。
可用于控制这些寄生量的一种方法是对开关和电容器进行分区。
减少这种寄生量的一种方式是选择有源层上的开关的形状和位置，使得这些开关安装在无源层上的电容器下方。这避免了当电流在开关和电容器之间行进时强制该电流沿着层的面进行长途行进。该技术的示例在图110中示出，其中八个开关s1～s8和控制器20a被配置在位于具有两个电容器的无源层下方的有源层上。尽管开关并非通过无源层完全可视，但是它们的位置由图110中的虚线标记出。该图示出开关s1、s2、s5、s6上的第一电容器c1，以及开关s3、s4、s7、s8上的第二电容器c2。
减少这种寄生量的另一种方式来自于认识到开关网络12a中的开关通常是用晶体管实现的有源器件。开关网络12a可以集成在单个单片半导体衬底或多个单片半导体衬底上，或者使用分立器件形成。此外，由于该器件是功率转换器，因此可以预期各开关承载大量电流。承载大量电流的开关通常由与共通端子并联连接的多个电流路径来实现。
在如上所述的开关中，构成开关的电流路径物理上并排放置，因此占据具有非零宽度的空间。这些电流路径全部都连接到如下的端子，其中该端子本身连接到传导路径。该配置的示例在图109和图112中示出。特别地，图112示出第一层上的晶体管以及下层上的电容器。晶体管具有第一电流路径、第二电流路径和第三电流路径，其中第二电流路径在第一电流路径和第三电流路径之间。三个电流路径在晶体管的一个源极端子和一个漏极端子之间延伸。
进入图112所示的源极端子的一些电流直接进入第二电流路径。但是其中一些电流在再次转向之前左转或右转，以沿着第一电流路径和第三电流路径继续行进。在晶体管通道的另一端，穿过第一电流路径和第三电流路径的电流必须再次转向以到达漏极端子。这些电流被称为“横向”电流。
同样，图112的下层示出具有连接到第一电容器端子和第二电容器端子的三个分离电流路径的电容器。在充电和放电的过程中，由于与上层中的晶体管有关的原因，一些横向电流是不可避免的。
减少这种横向电流的一种方式是如图109和图113所示将开关和电容器分成多个分区。这种分区基本上涉及将n端子器件转换为(n+m)端子器件，其中m取决于分区的数量。因此，在进行了分区之后，图112中的双端子电容器被变换为图113中的六端子电容器。同样，图112中的晶体管的源极端子和漏极端子变换为图113中的晶体管的三个源极端子和三个漏极端子。
图112和113之间的差异在于图113中的各电流路径具有其自己的端子。与此相对，在图112中，所有电流路径共享相同的端子。因此，图112示出并联连接的三个电流路径，而图113示出被分区并因此彼此隔离的三个电流路径。
所示的三个电流路径共同表示有源层上的开关，其中该有源层由沿着硅片的各种掺杂分布形成以提供电荷载子，然后如图112所示将这三个线路连接到一对外部端子，或者如图113所示将各个线路连接到其自己的一对外部端子。
由图112中的下层表示的电容器是如任何传统电容器那样的双端子电容器。现有技术的转换器使用这种类型的电容器。然而，与使用双端子电容器的现有技术的转换器不同，如这里所公开的转换器使用如图113所示的六端子电容器。尽管这种电容器由于具有需要制造并正确对准的更多端子因而更复杂，但是它减少了横向电流所引起的寄生效应。
同样，由图112中的上层表示的晶体管开关具有一个源极端子和一个漏极端子。该晶体管开关是用于传统功率转换器的一种晶体管。与此相对，由图113中的上层表示的晶体管具有三个源极端子和三个漏极端子。尽管这种晶体管由于具有需要制造并正确对准的更多端子因而更复杂，但是它减少了横向电流所引起的寄生效应。
应当明显的是，分区动作与几何形状无关。其本质是将n端子器件转变为(n+m)端子器件以试图减少寄生效应。不要求器件以任何特定方式定向。特别地，不要求如图113所示仅在一个维度上执行分区。例如，很有可能沿着如图111的九分区开关和图114所示的六分区电容器中所示的x和y方向来对组件进行分区。
图113和图114所示的两种技术都减小了有源器件和无源器件之间的纵向距离和横向距离，同时还为各个独立的开关和/或开关电容器单元提供均匀的电流分布。这往往会减少开关和电容器之间的连接的寄生电阻和电感。这提供了相当大的优势。寄生电感限制开关速度，而寄生电阻限制功率转换过程的效率。
图115示出图13和12的开关网络12a的功能框图。图示的开关网络12a是用于将第一电压v1变换为第二电压v2的两相级联倍增器。该开关网络12a通过设计电荷相对于第一电荷传送电容器组50a中的电荷传送电容器(也称为耦合电容器)的流入和流出来做到这一点。
根据电容器的类型，各电荷传送电容器可以具有作为跨该电荷传送电容器的电压的函数的电容。选择电荷传送电容器，以使得这些电荷传送电容器在其各自的工作电压下都具有相同的电容。然而，在相同的电压下，很可能是不同的电荷传送电容器将具有不同的电容(例如，mlcc具有对dc电压偏置的强电容依赖性)。
开关网络12a包括第一相位开关组54a和第二相位开关组54b，其中每个相位开关组用于一个相位。各相位开关组54a、54b内的开关将被称为“相位开关”。同样，开关网络12a包括第一堆叠开关组52a和第二堆叠开关组52b，其中再次地，每个堆叠开关组用于一个相位。各堆叠开关组52a、52b内的开关将被称为“堆叠开关”。
各开关在半导体衬底(例如，硅、gaa、gan和sic)上占据一定量的面积。然而，各开关所占据的面积无需是相同的。一般来说，使预期承载相当大量电流的开关比承载较少电流的开关更大是有用的。这允许整个电路较小，同时避免了过多的传导损耗。
可以对一个或多个开关进行分区以阻止开关所限定的区域内的电流的横向流动。这可以通过在开关的各端具有多个端子来执行。利用这样的多个端子，通过任意一个端子进入的电流将更有可能流动至直接相对的端子，从而了减小开关内的横向电流流动的程度。
为了控制相位开关和堆叠开关的操作，开关网络12a的特征包括两个单独且不同的控制器：用以控制相位开关的相位控制器59a、以及用以控制堆叠开关的堆叠控制器51。
相位控制器59a至少部分地基于相位控制器输入信号io1来控制相位开关。相位控制器59a通过用于将该相位控制器59a连接至相位开关的相位控制路径55b来做到这一点。另一方面，堆叠控制器51至少部分地基于堆叠控制器输入信号io2来控制堆叠开关。堆叠控制器51通过用于将该堆叠控制器51连接至堆叠开关的相位控制路径55a来做到这一点。控制器间接合处57提供了相位控制器59a和堆叠控制器51之间的通信。这允许相位控制器59a和堆叠控制器51以协调的方式而不是独立地控制相位开关和堆叠开关。
集成电路中所使用的制造过程的优点是能够在单个裸片上集成许多组件。这使得更容易一次制造许多部件，从而降低针对各组件的制造成本。
用以制造图115所示的开关网络12a的一种方式是将第一堆叠开关组52a和第二堆叠开关组52b以及第一相位开关组54a和第二相位开关组54b放置在同一裸片上。由于只需要制造一个裸片，因此针对各开关的制造成本预期将降低。
堆叠开关和相位开关由于其在电路的作用因而具有不同的要求。特别地，相位开关不会经历这样的高电压或电流。作为结果，相位开关相对简单且制造成本低廉。另一方面，堆叠开关经常暴露于跨这些堆叠开关的相当高的电压差。由于这些特殊需要，堆叠开关需要不同的制造步骤。
用于制造堆叠开关的更复杂的过程也可用于制造相位开关。因此，可以将第一堆叠开关组52a和第二堆叠开关组52b以及第一相位开关组54a和第二相位开关组54b制造在同一集成电路上。这提供了仅必须执行一个制造过程的优点。
图115所示的开关网络12a通过使第一堆叠开关组52a和第二堆叠开关组52b以及第一相位开关组54a和第二相位开关组54b位于不同裸片上而不是位于相同裸片上而避免了这种优点。作为结果，有必要使用两个制造步骤而不是单个制造步骤。
具体地，图115示出第一相位裸片58a和堆叠裸片56。第一相位裸片58a包含第一相位开关组54a和第二相位开关组54b以及相位控制器59a。堆叠裸片56包含第一堆叠开关组52a和第二堆叠开关组52b以及堆叠控制器51。
在一些实施例中，相位控制器59a和堆叠控制器51其中之一或这两者也在单独的控制器裸片上，因此进一步增加了必须执行以构建开关网络12a的单独制造操作的数量。
在图115所示的实施例中，第一相位开关组54a和第二相位开关组54b都在第一相位裸片58a上，并且第一堆叠开关组52a和第二堆叠开关组52b在单独的堆叠裸片56上。因此，各裸片与两个相位均相关联。然而，也可以将各个相位置于其自己的裸片上。
例如，图116示出将第一电压v1变换为第二电压v2的电路，其中第二电压v2被提供至负载18a。该电路具有四个单独的裸片：第一相位开关组54a所用的第一相位裸片、第二相位开关组54b所用的第二相位裸片、第一堆叠开关组52a所用的第一堆叠裸片、以及第二堆叠开关组52b所用的第四堆叠裸片。在该实施例中，第一相位开关组54a和第一堆叠裸片与第一相位相关联，以及第二相位开关组54b和第二堆叠开关组52b与第二相位相关联。
在图116中，为促进清晰而省略了相位控制器59a和堆叠控制器51。开关也是示意性地示出，而不是被示出为晶体管。如果开关被示出为晶体管，则相位控制器59a和堆叠控制器51将连接至这些晶体管的栅极端子。
图115中的第一相位开关组54a与图116中的第一相位开关sp1和第二相位开关sp2相对应。图115中的第二相位开关组54b与图116中的第三相位开关sp3和第四相位开关sp4相对应。这些相位开关在图115中被一起放置在相同的第一相位裸片58a上。
图115中的第一堆叠开关组52a与图116中的开关s1a、s2a、s3a、s4a相对应。图115中的第二堆叠开关组52b与图116中的开关s1b、s2b、s3b、s4b相对应。这些堆叠开关在图115中被一起放置在相同的堆叠裸片56上。
在将各个开关连接至第一电荷传送电容器组50a中的相应电荷传送电容器c1a、c2a、c3a、c4a、c1b、c2b、c3b、c4b时，避免电荷传送电容器c1a、c2a、c3a、c4a、c1b、c2b、c3b、c4b和堆叠开关s1a、s2a、s3a、s4a、s1b、s2b、s3b、s4b、sp1、sp2、sp3、sp4之间过长的路径长度是有用的。不期望过长的路径长度，因为这些路径长度会增加组件之间的电阻。通过适当地布置裸片以及各裸片上的端子的位置，可以减小这些路径长度。
图117示出用于图115所示的实施例的堆叠裸片56上的端子以及第一相位裸片58a上的端子的特定实现。第一电荷传送电容器组50a中的电荷传送电容器在堆叠裸片56和第一相位裸片58a之间延伸。图116所示的端子已被配置为使得：连接至电荷传送电容器的正端子的端子都位于一侧，而连接至电荷传送电容器的负端子的端子都位于另一侧。这使得堆叠开关、相位开关与电荷传送电容器之间的路径长度减小。
如图115所示，堆叠裸片56和第一相位裸片58a这两者连接到开关网络12a的输出。在图117中，长度为y1的裸片间传导接合处63将开关网络12a的输出端子连接至堆叠裸片56和第一相位裸片58a这两者。该长度y1被调整为第一电荷传送电容器组50a中的电容器的长度。
图117所示的实施例导致堆叠裸片56与第一相位裸片58a共面。然而，还可以通过使堆叠裸片56和第一相位裸片58a位于不同的平面来进一步减小传导路径长度。这可以通过使图117所示的布局关于沿裸片间接合处63的中间延伸的垂直线折叠来实现。可选地，通过沿水平的对称轴折叠，可以在不同的水平上具有不同的相位。
在图116的实施例中，各电荷传送电容器c1a、c2a、c3a、c4a、c1b、c2b、c3b、c4b将在某一点连接至第一相位开关组54a和第二相位开关组54b。然而，可以将组件布置为形成具有第一电荷传送电容器组50a和第二电荷传送电容器组50b的开关网络12a，其中各电荷传送电容器组仅连接至第一相位开关组54a和第二相位开关组54b其中之一。这种拓扑的示例在图118中可见。
图118示出用于将第一电压v1变换为第二电压v2的两相开关网络12a的功能框图。两相开关网络12a通过设计电荷相对于电荷传送电容器的流入和流出来做到这一点。
图118的开关网络12a具有第一相位开关组53a和第二相位开关组53b(每个相位开关组用于一个相位)、以及第一堆叠开关组52a和第二堆叠开关组52b(每个堆叠开关组用于一个相位)。为了控制这些开关的操作，开关网络12a的特征包括三个单独且不同的控制器：用以控制第一相位开关组53a中的相位开关的第一相位控制器59a、用以控制第一堆叠开关组52a和第二堆叠开关组52b中的堆叠开关的堆叠控制器51、以及用以控制第二相位开关组53b中的相位开关的第二相位控制器59b。
第一相位控制器59a部分地基于第一相位控制器输入信号io1来控制第一相位开关组53a中的相位开关的操作。第一相位控制器59a通过用于将该相位控制器59a连接至相位开关的第一相位控制路径55b来做到这一点。第二相位控制器59b至少部分地基于第二相位控制器输入信号io3来控制第二相位开关组53b中的相位开关的操作。第二相位控制器59b通过用于将该第二相位控制器59b连接至第二相位开关组53b的第二相位控制路径55c来做到这一点。
堆叠控制器51接收堆叠控制输入信号io2，并使用该堆叠控制输入信号io2来控制第一堆叠开关组52a和第二堆叠开关组52b中的堆叠开关的操作。堆叠控制器51经由堆叠控制路径55a来做到这一点。第一相位控制器59a、第二相位控制器59b和堆叠控制器51都经由控制器间接合处57来进行通信。
图119示出具有如下四个单独裸片的电路：第一相位开关组53a所用的第一相位裸片、第二相位开关组53b所用的第二相位裸片、第一堆叠开关组52a所用的第一堆叠裸片、以及第二堆叠开关组52b所用的第四堆叠裸片。
在该实施例中，第一相位开关组54a和第一堆叠裸片与第一相位相关联，以及第二相位开关组54b和第二堆叠开关组52b与第二相位相关联。为促进清晰而省略了第一相位控制器59a和第二相位控制器59b以及堆叠控制器51。开关也是示意性地示出，而不是被示出为晶体管。
图119所示的电路包括电压源14和负载18a。电压源14提供图118中的第一电压v1。负载18a连接至图118中的第二电压v2。
图118中的第一相位开关组53a与图119中的第一相位开关sp1、第二相位开关sp2、第三相位开关sp3、以及第四相位开关sp4相对应。第二相位开关组53b与图119中的第五相位开关sp5、第六相位开关sp6、第七相位开关sp7、以及第八相位开关sp8相对应。这些相位开关被放置在图118中的第一相位裸片58a和第二相位裸片58b上。
图118中的第一堆叠开关52a与图119中的第一开关s1a、第二开关s2a、第三开关s3a、第四开关s4a、以及第五开关s5a相对应。图118中的第二堆叠开关组52b与图119中的第六开关s1b、第七开关s2b、第八开关s3b、第九开关s4b、以及第十开关s5b相对应。这些堆叠开关在图118中被一起放置在相同的堆叠裸片56上。
图120示出用于图118所示的开关网络12a的堆叠裸片56上的端子、第二相位裸片58b上的端子、以及电荷传送电容器c1b、c2b、c3b、c4b的特定实现。第二相位开关组53b中的相位开关sp5、sp6、sp7、sp8连接至第二相位裸片58b的端子的位置在图121中可见。
第二相位裸片58b上的端子以与针对第一相位裸片58a所示的方式相同的方式进行布局，因此为了清楚起见而省略。同样，电荷传送电容器c1a、c2a、c3a、c4a与堆叠裸片56和第一相位裸片58a这两者之间的互连与图120所示的互连相同，因此为了清楚起见而省略。
参考回图120，裸片间接合处63又将第二相位开关裸片58b连接至堆叠裸片56。裸片间接合处63具有长度为y2的桥部分，其中该长度取决于第二电荷传送电容器组50b中的电荷传送电容器c1b、c2b、c3b、c4b的物理大小。在选定位置处放大裸片间接合处63的尺寸，以避免电流密度的过度累积。作为结果，裸片间接合处63在预期流过相当大电流的位置处较宽，但是在预期流过较小电流的位置处较窄。这避免了具有过大的占用区，同时还避免了电阻损耗。
在许多情况下，开关网络12a要连接至调节器(也称为调节电路)。在这些情形下，在如图122所示的相位裸片58c内包括调节器开关组65是有用的。由于调节器开关和相位开关具有相同的性能要求，因此将第一相位开关组54a和第二相位开关组54b以及调节器开关组65集成在相位裸片58c中是有利的。相位开关和调节器开关这两者都旨在维持基本上相同的电压。如此，针对这两种开关可以使用相同的制造工艺。
要连接至调节器开关组65的调节器引入电感负载，该电感负载转而在包括调节器开关组65的任意裸片的衬底中引入相当大的噪声。由于在操作期间、相位裸片58c的衬底的噪声固有地比堆叠裸片56的衬底的噪声大，因此将调节器开关组65包括在相位裸片58c中以使得堆叠裸片56的操作能够以由于电噪声引起的最小干扰进行。
在图122所示的实施例中，相位控制器被混合控制器59c所替换，该混合控制器59c被配置为经由相位控制路径55b和调节器控制路径55d来控制调节器开关组65和相位开关组54a、54b这两者，其中相位控制路径55b从混合控制器89c延伸至相位开关组54a、54b、以及调节器控制路径55d从混合控制器59c延伸至调节器开关组65。
将相位开关和堆叠开关放置在单独的裸片上而不是将其集成在同一裸片中的优点是，这样做使用于保持堆叠开关的裸片的面积减小。由于该裸片必须经历更昂贵的制造工艺、并且由于制造成本是裸片面积的函数，因此减小裸片面积是有利的。由于仅堆叠开关实际需要更昂贵的制造工艺，因此省略相位开关并将其放置在继而能够以较低成本制造的单独裸片上是有利的。
所产生的另一优点是，使堆叠开关和相位开关位于不同的裸片上为组件之间的布线提供了更多的灵活性。这是因为在所有组件位于同一裸片的情况下，组件和互连被限制为二维空间。与此相对，在第三维度变得可用的情况下，存在可用于优化裸片相对于彼此的放置以使路径长度最小化的额外自由度。
图123～128共同示出与具有单独的相位裸片58和堆叠裸片56相关联的灵活性。
图123示出用于支撑电荷传送电容器c1a、c2a、第一裸片u1和第二裸片u2的衬底28。在所示的实施例中，第一裸片u1与堆叠裸片56相对应，并且第二裸片u2与相位裸片58相对应。第一裸片u1和第二裸片u2并排，并且其各自的器件面均面向衬底28。导电凸块45在第一裸片u1和第二裸片u2与电荷传送电容器c1a、c2a之间提供了电连通。
图124示出用于支撑电荷传送电容器c1a、c2a、第一裸片u1和第二裸片u2的衬底28。第一裸片u1和第二裸片u2在封装82内并排，并且其各自的器件面均面向衬底28。在封装82内，第一电互连层43a提供第一裸片u1和第二裸片u2之间的互连。导电凸块45在封装82与电荷传送电容器c1a、c2a之间提供了电连通。
图125示出用于支撑封装82的衬底28，其中在封装82中，第二裸片u2堆叠在第一裸片u1上方。第一互连层43a将第一裸片u1与开关网络12a的其余部分互连，并且第二互连层43b将第二裸片u2与开关网络12a的其余部分互连。导电凸块45在封装82与电荷传送电容器c1a、c2a之间提供了电连通。
图126示出用于支撑具有无源器件层41a和有源器件层42a的封装82的衬底28。电荷传送电容器c1a～c4b被集成到其自己的电容器裸片81中，其中该电容器裸片81位于无源器件层41a中。第一裸片u1和第二裸片u2位于有源器件层42a中。在该实施例中，无源器件层41a可被视为电荷传送层，并且有源器件层42a可被视为开关层。导电凸块45在封装82与任何外部组件之间提供了电连通。
图127示出用于支撑具有混合器件层40a和有源器件层42a的封装82的衬底28，其中混合器件层40a是既用作开关层又用作电荷传送层的混合层，以及有源器件层42a仅仅是开关层。电荷传送电容器c1a～c4b被集成到其自己的电容器裸片81中，该电容器裸片81与第二裸片u2一起位于无源器件层40a中。第一裸片u1在有源器件层42a中，但是相对于第二裸片u2横向偏移。这为第一裸片u1和第二裸片u2之间的连接提供了较短的路径长度。导电凸块45在封装82与任何外部组件之间提供了电连通。
使开关电容器电路的各种组件位于单独的裸片上的又一优点是，这样做可以促进散热。这是因为将存在更多的可用于辐射热量的表面区域。由于功率转换器具有逐渐变热的趋势，因此有效散热的能力对于功率转换器特别重要。如何布置裸片以促进冷却的示例在图128中示出。
图128示出用于支撑具有第一有源器件层42a、第二有源器件层42b、以及在第一有源器件层42a和第二有源器件层42b之间的无源器件层41a的封装82的衬底28。电荷传送电容器c1a～c4b被集成到其自己的电容器裸片81中，其中该电容器裸片81位于无源器件层41a中。第二裸片u2在第二有源器件层42b中，并且第一裸片u1在第一有源器件层42a中。在该实施例中，无源器件层41a是电荷传送层，并且第一有源器件层42a和第二有源器件层42b均是开关层。导电凸块45在封装82与任何外部组件之间提供了电连通。
图128所示的实施例的优点是，电路的最热组件即有源器件层42a、42b在外部，而保持较冷的无源器件层41a在内部。因此，该配置促进了冷却。
图129示出用于支撑电感器l1以及具有无源器件层41a和有源器件层42a的封装82的衬底28。电荷传送电容器c1a、c2a被配置在无源器件层41a中。电荷传送电容器c1a、c2a是分立元件，其中在一些实施例中，这些分立元件被矩阵74包围以机械地支撑它们。第一裸片u1位于有源器件层42a中，其中该第一裸片u1的器件面面向用于在封装82和外部组件(包括电感器l1)之间提供电连通的导电凸块45。在该实施例中，无源器件层41a是电荷传送层，并且有源器件层42a是开关层。第一互连层43a和第二互连层43b在电荷传送电容器c1a、c2a和第一裸片u1之间提供了电连通。
图130示出用于支撑电感器l1和封装82的衬底28。封装82具有无源器件层41a和有源器件层42a。置于导电凸块45上的第一互连层43a在封装82和外部组件(包括电感器l1)之间提供了电连通。电荷传送电容器c1a、c2a被配置在无源器件层41a中。这些电荷传送电容器c1a、c2a是分立元件，其中在一些实施例中，这些分立元件被矩阵74包围以机械地支撑它们。第一裸片u1在有源器件层42a中，其中该第一裸片u1的器件面面向无源器件层41a处的第二互连层43b。因而，开关层与有源器件层42a相对应，并且电荷传送层是无源器件层41a。第二互连层43b在第一裸片u1与电荷传送电容器c1a、c2a之间提供了电连通。与器件面相对的散热器76接触导热凸块46。与导热且导电的导电凸块45不同，导热凸块46仅专用于热传递。
图131示出用于支撑电感器l1和封装82的衬底28。封装82具有用作电荷传送层的无源器件层41a、以及用作开关层的有源器件层42a。第一互连层43a置于导电垫45b上。该第一互连层43a在封装82和外部组件(包括电感器l1)之间提供了电连通。电荷传送电容器c1a、c2a被配置在无源器件层41a中。这些电荷传送电容器c1a、c2a是分立元件，其中在一些实施例中，这些分立元件被矩阵74包围以机械地支撑它们。第一裸片u1在有源器件层42a中，其中该第一裸片u1的器件面面向无源器件层41a处的第二互连层43b。该第二互连层43b在第一裸片u1与电荷传送电容器c1a、c2a之间提供了电连通。与器件面相对的散热器76接触导热垫46b。与导热且导电的导电垫45b不同，导热垫46b仅专用于热传递。
图132示出用于支撑具有无源器件层41a和有源器件层42a的封装82的衬底28。无源器件层41a用作电荷传送层，并且有源器件层42a用作开关层。置于导电凸块45上的第一互连层43a在封装82和外部组件之间提供了电连通。电感器l1和电荷传送电容器c1a、c2a被配置在无源器件层41a中。这些是分立元件，其中在一些实施例中，这些分立元件被矩阵74包围以机械地支撑它们。第一裸片u1在有源器件层42a中，其中该第一裸片u1的器件面面向无源器件层41a处的第二互连层43b。该第二互连层43b在第一裸片u1与电荷传送电容器c1a、c2a和电感器l1之间提供了电连通。与器件面相对的散热器76接触导热凸块46。与导热且导电的导电凸块45不同，导热凸块46仅专用于热传递。
图133示出用于支撑具有无源器件层41a和混合器件层40a的封装82的衬底28。无源器件层41a用作电荷传送层，并且混合器件层40a用作开关层。置于导电凸块45上的第一互连层43a在封装82和外部组件之间提供了电连通。电荷传送电容器c1a、c2a被配置在无源器件层41a中。这些是分立元件，其中在一些实施例中，这些分立元件被矩阵74包围以机械地支撑它们。电感器l1和第一裸片u1在混合器件层40a中并排。电感器l1由缠绕在混合器件层40a中的芯周围的金属迹线形成。第一裸片u1的器件面面向无源器件层41a处的第二互连层43b。该第二互连层43b在第一裸片u1与电荷传送电容器c1a、c2a和电感器l1之间提供了电连通。与器件面相对的散热器76接触导热凸块46。与导热且导电的导电凸块45不同，导热凸块46仅专用于热传递。
使用不同的裸片来建立开关网络12a的另有优点是，一些组件在同一裸片上无法良好共存(“睦邻”)。
由于裸片上的所有组件共用公共衬底，因此所有组件固有地连接。这意味着，裸片一端的活动可能显著影响裸片另一端的活动。
堆叠开关处理相当大量的电力。作为结果，堆叠开关在同一裸片上不总是良好共存(“睦邻”)。特别地，在堆叠开关和相位开关位于同一裸片上的情况下，相位开关操作可能受到堆叠开关操作的不利影响。
在一些实施例中，堆叠控制器51集成到堆叠裸片中。这减少了总的引脚计数，并且还避免需要制造单独的裸片。然而，由于emi且由于电耦合，因此与堆叠开关的操作相关联的非常高的电流可能干扰堆叠控制器51的操作。因此，在一些实施例中，堆叠控制器51位于单独的裸片上。
除其它优点外，上述布置避免了组件和引脚计数的损失，减少了寄生互连结构中的能量损耗，并且减少了使用电容器来传送能量的功率转换器的总占用区。
在一些实现中，计算机可访问存储介质包括代表转换器的一个或多个组件的数据库。例如，数据库可以包括代表已被优化为促进电荷泵的低损耗操作的开关网络的数据。
一般来说，计算机可访问存储介质可以包括计算机在使用期间可访问以向该计算机提供指令和/或数据的任何非暂时性存储介质。例如，计算机可访问存储介质可以包括诸如磁盘或光盘以及半导体存储器等的存储介质。
一般地，代表系统的数据库可以是可通过程序读取并直接或间接用于制造包括系统的硬件的数据库或其它数据结构。例如，数据库可以是采用诸如verilog或vhdl等的高级设计语言(hdl)对硬件功能的行为级描述或寄存器传送级(rtl)描述。该描述可以由综合工具读取，其中该综合工具可以综合该描述以产生包括来自综合库的门的列表的网表。网表包括门的集合，其中这些门还表示包括系统的硬件的功能。然后可以对网表进行配置和布线以产生描述要应用于掩模的几何形状的数据集。然后，可以在各种半导体制造步骤中使用掩模，以产生与系统相对应的半导体电路。在其它示例中，可选地，数据库本身可以是网表(具有或不具有综合库)或数据集。
在描述了一个或多个优选实施例之后，对于本领域普通技术人员显而易见的是，可以使用包含这些电路、技术和概念的其它实施例。因此，主张专利的范围不应限于所述的实施例，而是应仅受所附权利要求的精神和范围的限制。
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