具有单相和多相操作模式的变换器装置的制作方法

不适用。

背景技术：

a.技术领域

本公开一般涉及电力电子设备系统，并且更具体地涉及与具有改善的功率密度的多相（例如，三相）和单相ac输入功率兼容的隔离式ac/dc电力变换装置。

b.背景技术

出于仅提供上下文的目的，下面阐述该背景描述。因此，该背景描述的任何方面（其在一定程度上并没有另外有资格作为现有技术）既不明确地也不暗示地被承认为针对本公开的现有技术。

隔离式交流（ac）/直流（dc）电力变换器可以被用在许多不同的应用中。仅举例来说，这样的电力变换器可以被用作电池充电器以对与电动机动力机动车辆相关联的dc电池充电。已知的隔离式ac/dc电力变换器可以采用三个主要级（stage）。例如，典型的配置可以是基于半桥谐振的隔离式ac/dc变换器，其包括（i）第一变换器级，其被配置成将电网（grid）或市电ac电压（例如，50或60hz）变换成跨相对较大电容器存储的输出dc电压（以实现功率因数校正），（ii）第二dc/ac变换器级，其被配置成将经整流的dc电压转化成被施加给电隔离设备（诸如变压器）的相对高频ac电压（例如，数百khz），以及（iii）第三ac/dc变换器级，其被配置成对高频ac电压信号进行整流以产生最终的dc输出电压信号。目标电池可以被布置成接收最终的dc输出电压信号。上文描述的3级变换器包含相对较大、笨重的dc电容器，该dc电容器除了别的之外可以减小功率密度。

随着电动车辆的进步，对电动车辆电池充电器的需求一直增加。由于不同国家中的不同电力电网标准，这样的电池充电器既适应三相ac输入功率（例如，德国的400vac）又适应单相ac输入功率（例如，美国的208vac）将是合期望的。这样的灵活性将缩短产品开发期。然而，已知的双输入功率充电器（例如，3相、单相）在利用单相ac输入功率进行操作时表现出相对较差的功率密度。例如，这样的充电器声称以三相ac输入功率输送~20kw，但是利用单相ac输入功率降至仅~3.3kw（或基于ac输入的6.6kw）。

将合期望的是，提供一种ac/dc电力变换装置（诸如电池充电器），其能够被配置成利用多相（例如，3相）或者单相ac输入功率而使用，并且当利用单相ac输入功率进行操作时表现出改善的功率密度。

前述讨论仅意图说明本领域，并且不应被理解为对权利要求范围的否定。

技术实现要素：

在实施例中，提供了一种用于将第一ac信号变换成dc信号的装置。该装置包括：电子控制器，其包括处理器和存储器；以及至少第一、第二和第三ac/dc变换模块。将每个ac/dc变换模块连接到控制器并且由控制器进行控制。来自变换模块的相应输出信号在输出节点处电联结。每个变换模块包括（i）间接矩阵变换器，其具有被配置成接收第一ac信号的输入接口和被配置成产生第二ac信号的输出接口；（ii）变压器，其具有初级绕组和被电隔离且磁耦合的次级绕组；（iii）在间接矩阵变换器的输出接口与初级绕组之间串联的耦合电感器；以及（iv）h桥切换布置，其连接到次级绕组并且被配置成在输出节点上产生具有dc分量和至少一个ac分量的相应输出信号。

在其中第一ac信号包括多相ac信号（例如，3相ac输入功率）的第一操作模式中，控制器被配置成使得能够实现第一、第二和第三ac/dc变换模块的操作。在第一操作模式中，来自每个ac/dc变换模块的相应输出信号的ac分量将趋向于相互抵消。在第一操作模式中，第一、第二和第三ac/dc变换模块全部进行操作以向输出节点输送功率。

在其中第一ac信号是单相ac信号的第二操作模式中，控制器使得能够实现第一和第二ac/dc变换模块的操作，并且禁用第三ac/dc变换模块的间接矩阵变换器部分的操作。然而，控制器根据滤波策略致动被包含在第三ac/dc变换模块中的h桥切换布置以操作连接到h桥的有源滤波器电路，以便减少第一和第二ac/dc变换模块的相应输出信号的ac分量。在第二操作模式中，第一和第二ac/dc变换模块进行操作以输送有效功率，而第三ac/dc变换模块处置有源滤波以减小输出节点的ac分量。

通过前述内容，可以实现针对单相操作的改善的功率密度。这是因为第一和第二ac/dc变换模块二者都进行操作而第三模块被改变用途以用于有源滤波。

在实施例中，控制器以及第一、第二和第三ac/dc变换模块被设置在主壳体中，并且有源滤波器电路包括被设置在滤波器壳体中的槽路（tankcircuit）。滤波器壳体具有与其相关联的第一电耦合特征，并且主壳体具有与其相关联的第二电耦合特征，该第二电耦合特征与第一电耦合特征互补。这些耦合特征协作以将有源滤波器槽路电耦合到第三ac/dc变换模块。仅举例来说，第一和第二电耦合特征可以包括公电端子和母电端子。在没有插入有源滤波器的情况下，该装置可以基于多相（例如，3相）ac输入功率进行操作。然而，当期望单相操作时，可以容易地把滤波器壳体插入到主壳体中，以将该装置重新配置为利用单相ac输入功率而使用。

根据阅读以下描述和权利要求以及根据审阅附图，本公开的前述和其他方面、特征、细节、效用和优点将是显而易见的。

附图说明

图1是根据实施例的隔离式ac/dc电力变换器的原理图和框图。

图2是根据另一实施例的隔离式ac/dc电力变换器的图解原理图和框图。

图3示出了与图2的基于全桥的ac/dc整流器相关联的第一组开关控制信号的简化时序图。

图4示出了用以控制图2的电网侧dc/ac变换器和电池侧ac/dc整流器（h桥）的操作的第二组开关控制信号的简化时序图。

图5是用于确定图4中的开关时序的参数的时序图。

图6是示出了在实施例中用于利用3相ac输入功率进行操作的第一、第二和第三ac/dc变换模块的模块化ac/dc电力变换装置的简化原理图和框图。

图7是示出了在实施例中用于利用单相ac输入功率进行操作的第一、第二和第三ac/dc变换模块和有源滤波器电路的模块化ac/dc电力变换装置的简化原理图和框图。

图8是更详细地示出了有源滤波器电路的图7的第三ac/dc变换模块的简化原理图和框图。

图9-10是示出了在图7的实施例的操作期间输出节点上的相电流和电压的简化时序图。

具体实施方式

在本文中描述了对各种装置、系统和/或方法的各种实施例。阐述了众多具体细节以提供对如在本说明书中描述的和在附图中图示的实施例的整体结构、功能、制造和使用的透彻理解。然而，本领域技术人员将理解的是，可以在没有这样的具体细节的情况下实践实施例。在其他实例中，未详细描述公知的操作、组件和元件，以免使本说明书中描述的实施例晦涩难懂。本领域普通技术人员将理解的是，在本文中描述和说明的实施例是非限制性示例，并且因此可以领会的是，在本文中公开的具体结构上和功能上的细节可以是有代表性的，并且不一定限制实施例的范围，实施例的范围仅由所附权利要求限定。

遍及说明书对“各种实施例”、“一些实施例”“一个实施例”或“实施例”等的引用意指结合实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，短语“在各种实施例中”、“在一些实施例中”、“在一个实施例中”或“在实施例中”等等在遍及说明书的位置中的出现不一定全部指代同一实施例。此外，特定特征、结构或特性可以在一个或多个实施例中以任何合适的方式组合。因此，结合一个实施例说明或描述的特定特征、结构或特性可以与一个或多个其他实施例的特征、结构或特性整体地或部分地组合，而没有给出这样的组合不是不合逻辑或者是非功能性的限制。

现在参考附图，其中相同的附图标记被用来标识各种视图中的相同或类似的组件，图1是隔离式ac/dc电力变换装置20（在下文中称为“变换装置”）的简化原理图和框图。图1-2的变换装置20可以形成可以被并行复制和部署以形成多模块变换装置（在图6-10中详细描述）的模块。该模块变换装置被配置成利用3相ac输入功率以及单相ac输入功率二者进行操作。与常规方法相比，当利用单相ac输入功率进行操作时，其表现出改善的功率密度。

如在背景技术中提到的，当利用单相ac输入功率进行操作时，常规方法表现出较差功率密度。在这点上，虽然常规的3相ac/dc变换设备（例如，充电器）可以利用单相输入进行工作，但是它们通常缺乏针对单相操作的滤波，并且因此输出上的电流纹波将把操作（输出）功率限制于低电平，从而导致利用单相功率输入的较差功率密度。实现有源滤波作为对上述的解决方案将需要附加的开关和微控制器，这将增加成本和开发期，以及还减小功率密度。本教导解决并且克服了这些缺点。

在图示的实施例中，变换装置20耦合到ac输入功率源22并且具有被配置成使电网侧电流平滑的输入电感器24。变换装置20进一步被配置成在输出节点26上输出dc电压信号，该输出节点26可以被用来例如仅对可再充电电池27（诸如电动车辆（ev）电池）充电。电池27被示出为包括电池电压源部分28（在本文中有时被称为vb或vbat）和电池电阻30（在本文中有时被称为rb）。ac源22（ac功率源）被配置成以指定的ac输入电压电平提供ac输入电流。ac源22可以是在整个较大的ac电力电网（在下文中有时被称为电网功率、电网电压、电网侧等）内提供的用于建筑物等等的主ac电源或电气系统。ac源22可以是单相的或多相的（例如，3相的）。取决于位置，ac源22可以输出以60hz的120伏特或240伏特，以50hz的110伏特或220伏特，或以50hz（3相功率）的380-480伏特。可再充电电池27的电压vb可以标称地介于大约200-500vdc之间。在实施例中，变换装置20可以具有大约360v的输出电压。

变换装置20包括两个主要级，其中第一级32包括ac/ac变换器34，并且第二级36包括ac/dc整流器38。该级是电隔离的，但是借助于具有初级绕组42和次级绕组44的变压器40相耦合。

第一级32可以包括作为ac/ac变换器34的间接矩阵变换器（mc），并且可以包括与本领域中已知的相同的用于构建的常规方法。然而，应当理解的是，变换器34可以包括真矩阵变换器。间接矩阵变换器型ac/ac变换器34具有最低限度能量存储要求，这除去了对笨重且寿命有限的能量存储电容器的需要，并且例如通过将如本领域中已知的三级（参见背景技术）向下合并成两级而表现出改善的效率，并且如参考2016年7月1日提交的美国专利申请号14/789,412（在下文中称为'412申请，题为“electricpowerconversionapparatus”）看到的，其中'412申请通过引用并入本文中，就好像在本文中完全阐述那样。除去dc母线电容器还可以增加整个装置的功率密度。

图2示出了以间接矩阵变换器为特征的电力变换装置，其被指定为20a。变换装置20a包括两个主要级，即包括以间接矩阵变换器形式的ac/ac变换器的第一级32，和包括ac/dc整流器部分36的第二级36。

在输入（电网）侧，图2示出了ac（电网）源22，其可以是单相的、60hz、120伏特交流（ac）电压信号或者替换地是单相的50hzac信号，或多相的（例如，3相）交流（ac）源。在输出（电池）侧，图2示出了具有电池电阻rb的可再充电电池vb。

第一级32包括输入电感器24（有时被称为“l”）、间接矩阵变换器、耦合电感器ls和变压器40，该电压器40包括初级绕组42和次级绕组44。

输入电感器24与ac源22串联地电耦合，并且被配置成使关于ac源22的电网侧电流平滑。电感器24的大小将取决于平滑程度和切换频率。在实施例中，电感器24可以是大约10微亨（μh）。

在实施例中，间接矩阵变换器包括全桥整流器66（ac/dc变换器）、被指定为cin的滤波器电容器和dc/ac全桥变换器68。间接矩阵变换器被配置成用于ac/ac变换，并且进一步包括输入接口，该输入接口被配置成接收来自ac源22的第一ac信号；以及输出接口，该输出接口被配置成产生第二ac信号。如在图2中示出的，间接矩阵变换器的输入接口通过电感器24耦合到ac源22的两侧。间接矩阵变换器的输出接口通过耦合电感器ls耦合到初级绕组42的两端。

全桥整流器66构成用于在节点74处对第一交流（ac）输入信号（即，其以第一电网频率（例如，60hz）呈现）进行整流并且在节点76处产生第一整流输出信号的部件。第一整流信号包括第一直流（dc）分量。整流器66可以包括被指定为m1、m2、m3、m4的四个半导体开关，其以全桥配置进行布置并且利用电网频率进行操作。开关m1、m2、m3、m4可以包括本领域中已知的常规半导体开关，诸如mosfet或igbt器件。在实施例中，开关m1、m2、m3、m4可以包括在来自美国得克萨斯州科佩尔的意法半导体的商标名称和/或部件号sty139n65m5下提供的n沟道功率mosfet。

跨整流器66的输出端，电容器cin连接在节点76与接地节点78之间。电容器cin在大小方面被配置成从节点76处的整流信号中过滤高频谐波（例如，相对小的：~uf水平）。应当理解的是，cin不被用于能量存储，而是被用于滤波的目的，并且因此不是大的、笨重的dc母线电容器，该dc母线电容器对常规的3级变换器是典型的，其中dc母线电容器可能是大约毫法拉（~mf）。cin中的这种缩小大小可以增加功率密度并且延长变换装置20a的使用寿命。

dc/ac变换器68电连接到整流器66的输出端（即，跨节点76、78连接）。dc/ac变换器68被配置成将节点76上的第一dc（整流）信号变换成第二ac信号。如图示的，dc/ac变换器68可以包括被指定为s1、s2、s3、s4的四个半导体开关，并且以在第二频率下（即，切换频率fs）进行操作的全桥配置进行布置。第二、切换频率fs一般远高于第一、电网频率。在实施例中，第二、切换频率可以在约135khz至500khz之间的范围内，而第一、电网频率可以是60hz（或50hz）。半导体开关s1、s2、s3、s4可以包括本领域中已知的市售组件。

电感器ls串联地电连接在dc/ac变换器68与初级绕组42之间。

变压器40构成电隔离设备，并且包括初级绕组42和被电隔离且磁耦合的次级绕组44。如已知的，变压器40由次级绕组与初级绕组之间的匝数比表征。

变换装置20a的第二级36包括ac/dc变换器70和被指定为c0的输出电容器。

ac/dc变换器70被电连接到变压器40的次级绕组44，并且被配置成将在次级绕组44上感应的ac信号变换或整流成输出节点80上的第二整流输出信号。来自单相变换设备20a的在输出节点80上产生的输出信号具有dc分量和至少一个ac分量，其中至少一个ac分量包括电网频率的二阶谐波（例如，针对60hz电网频率是120hz分量）。

在图示的实施例中，ac/dc变换器70可以包括被布置在有源h桥（全）切换布置70中的四个半导体开关，其被指定为开关s5、s6、s7、s8。在实施例中，h桥切换布置70被控制成以上文提到的切换频率fs进行操作（即，开关s1~s8被控制成以相同的切换频率fs进行操作）。半导体开关s5、s6、s7、s8可以包括市售组件，例如，gan高电子迁移率晶体管（hemt）器件，诸如在来自美国密歇根州安娜堡的gan系统公司的商标名称和/或部件号gs66516t下提供的增强型gan晶体管。

输出电容器c0跨h桥70的输出端连接在输出节点80与输出接地节点82之间，并且在大小方面被配置成从节点80处的输出信号过滤高频谐波（例如，相对小的：~uf水平）。在实施例中，电容器c0可以是大约100μρ。

变换装置20a进一步包括电子控制单元46（在下文中称为控制器46），其被配置成实现用于操作变换装置20a的期望控制策略。控制器46包括处理器48和存储器50。处理器48可以包括处理能力以及输入/输出（i/o）接口，通过该输入/输出接口处理器48可以接收多个输入信号以及生成多个输出信号（例如，用于开关m1~m4和s1~s8的栅极驱动信号）。存储器50被提供用于为处理器48存储数据和指令或代码（即，软件）。存储器50可以包括各种形式的非易失性（即，非临时性）存储器和/或易失性存储器，该非易失性存储器包括闪速存储器或只读存储器（rom），该只读存储器包括各种形式的可编程只读存储器（例如，prom、eprom、eeprom），该易失性存储器包括随机存取存储器（ram），该随机存取存储器（ram）包括静态随机存取存储器（sram）、动态随机存取存储器（dram）和同步动态随机存取存储器（sdram）。虽然未在图2中示出，但是变换装置20a还可以包括驱动器电路，以在控制器46的输出端与半导体开关的栅极端子之间进行对接。在实施例中，这样的栅极驱动设备可以包括市售组件，该市售组件诸如本领域中已知的市售芯片，例如，在来自美国加利福尼亚苗必达的ixys公司的部件号ixd_614下可得到的栅极驱动芯片。

存储器50存储以主控制逻辑51的形式的可执行代码，其被配置成根据期望的控制策略来控制变换装置20a的操作。当由处理器48执行时，主控制逻辑51被配置成响应于一个或多个输入信号来生成用于开关m1~m4和s1~s8的各种栅极驱动信号。主控制逻辑51可以包括用以实现具体功能的编程逻辑块，其包括但不限于整流器逻辑58、功率因数校正（pfc）逻辑60、零电压切换（zvs）逻辑62和有源滤波器占空比控制逻辑64。下面将在多相模块化电力变换装置实施例中更详细地描述有源滤波器占空比控制逻辑64。

电网整流器逻辑58被配置成生成用于整流器66的开关m1~m4的栅极驱动信号。为了完成这一点，变换装置20a可以包括电网电压传感器52（以块形式示出），该电网电压传感器52被配置成输出指示电网电压的信号，该信号包括极性（即，正或负）。电压传感器52可以被设置在电网侧上（即，电连接到ac源22）以监控电网电压。在实施例中，电网电压传感器52可以包括本领域中已知的常规组件。

图3示出了由控制器46的电网整流器逻辑58产生的栅极驱动信号（即，开关控制信号）的时序图。基于m1~m4的h桥整流器66将电网ac电压整流成dc电压。m1~m4的切换频率与电网电压（例如，50~60hz）相同。注意，通过检测电网电压的极性来控制m1~m4。因此，当电网电压为正时，m1和m4接通（即，m1和m4的vgs为高）。当电网电压为负时，m2和m3接通。开关m1和m4的栅极驱动信号一致地进行操作，而开关m2和m3一致地进行操作。附加地，m1m4的组合与m2m3的组合是互补的。总之，按照电网电压传感器52输出的零转变，开关m1~m4全部是以电网频率（例如，60hz）工作的有源开关。

再次参考图2，功率因数校正（pfc）控制逻辑60通常被配置成用以便控制来自ac源22的瞬时电流以便与ac源22的瞬时电压同相的这样的方式来管理开关s1~s8的操作（即，导通或不导通）。为了实现统一或接近统一的功率因数（即，其中电网侧电压和电流同相的条件），变换装置20a包括电网电流传感器54。在实施例中，电流传感器54被配置成确定通过电感器24的电流，并且向控制器46提供信号，该信号指示了从ac源22提取的电流的水平。因此，该信号是电网电流指示信号。在实施例中，控制器46至pfc逻辑60通过对开关s1~s8的栅极驱动信号进行控制实现了功率因数校正。这将在下面更详细地描述。电网电流传感器54可以包括本领域中已知的常规组件。

通常，零电压切换（zvs）逻辑62被配置成以使得它们优选地以零或接近零电压接通或关断的这样的方式来管理开关s1~s8。一般地，为了为开关接通维持零电压切换，在接通动作之前，电流应该从源极反向流到漏极，这使开关电压降至零。因此，在开关接通期间，开关仅承担电流改变，其中跨开关的漏极到源极的当时占优势（then-prevailing）的电压始终接近于零，这进而除去了接通损耗以从而达到zvs接通。对于更多信息，可以对2015年6月19日提交的美国申请号14/744,998（在下文中称为'998申请，题为“gatedrivecircuit”）进行参考，其中'998申请通过引用并入本文中，就好像在本文中完全阐述那样。

图4示出了在单个切换频率实施例中用以控制开关s1~s8的操作的栅极驱动信号（即，第二组开关控制信号）的时序图。在图示的实施例中，s1~s8将以具有50％占空比的相同切换频率fs进行操作。为了实现高系统功率密度，切换频率fs应该尽可能高。用于s1和s2、s3和s4、s5和s6以及s7和s8的栅极驱动信号是互补的。主控制逻辑51被配置成在用于s5与s7的栅极驱动信号之间引入相移。包括切换频率fs以及s5与s7之间的确定相移的多元因数一起确定从变压器40的初级侧转移到次级侧的功率。换言之，上文提到的因数提供两（2）个自由度来控制转移功率。同时，为了实现zvs，s5到s7的相移必须落到某个范围中，这也将切换频率fs限制到某个值。在图4中，穿过电感器ls的电流也被示出，其与开关s1~s8的状态处于时控关系。

遵守pfc逻辑60和zvs逻辑62的主控制逻辑51确定至少两个参数，其在图4-5中被指定为g_full和w_full。g_full参数对应于s2与s8下降沿之间的时间延迟，而w_full参数对应于s1与s6下降沿之间的时间延迟。s5到s7的相移是在g_full与w_full之间中定义的，如在图4中图解地示出的。

图5是示出上文描述的g_full和w_full参数的波形的时序图，该g_full和w_full参数是被控制器46用来确定s5与s7之间的相移的两个参数。参数fs_full对应于切换频率fs。

在实施例中，主控制逻辑51被控制器46执行，其中整流器逻辑58、pfc逻辑60和zvs逻辑62的功能被同时实现。在这点上，可以由控制器46根据公式（1）来确定w_full参数：

公式（1）

其中v（t）是在变换器20a的电网侧上的测量电压（即，输入节点74——图2），v2是节点80处的变换器的测量输出电压，以及n_full是变压器40的匝数比（即，ns/np，其中ns是次级匝数的数目，以及np是初级匝数的数目）。由系统设计者确定公式（1）中的参数g_full来实现zvs切换。在实施例中，g_full=0.5（gmin+gmax），其中gmin和gmax的函数是如在下面的公式（2）和（3）中阐述的：

公式（2）

公式（3）

其中gmin由最小无功电能确定以实现零电压切换（zvs），并且is_full是用以实现zvs的最小电流，lf是初级侧上的串联电感（这在图2中被表示为ls），并且fsa是系统最大切换频率。变量v（t）和v2是上文定义的。

此外，参数gmax由受控变量的单调区间（瞬时转移的功率对比g_full）确定。

在操作中，控制器46在操作期间实时改变切换频率fs。换言之，执行主控制逻辑51（以及上文指出的从属逻辑模块）的控制器46在实时操作期间改变s1-s8的操作切换频率。首先，开关s1-s8的切换频率（即，fs_full或在本文中有时被称为fs）和参数g_full一起确定瞬时功率。此外，如上文指出的，参数g_full由g_full=0.5（gmin+gmax）定义。因此，切换频率fs_full由瞬时功率和g_full确定，如在下面的公式（4）中：

公式（4）

此外，应当理解的是，zvs实现方式可以限制切换频率。在这点上，g_full和fs_full参数一起确定转移功率。g_full参数由zvs确定，并且切换频率由需要的转移功率和g_full参数（或zvs）确定。附加地，功率因数校正（pfc）要求从变压器的初级侧到次级侧的转移功率与输入ac电压同相，输该入ac电压由如上文描述的g_full和fs_full参数一起确定。

模块化ac/dc变换装置。提供一种是或者可以制成与多相（例如，3相）和单相ac输入功率二者都兼容的ac/dc电力变换装置（诸如ev电池充电器）是合期望的。然而，常规的尝试导致了在利用单相ac输入功率进行操作时具有较差功率密度的设备。根据本教导，采用模块化方法，当利用单相ac输入功率进行操作时，该模块化方法改善了这样的器件的功率密度。

模块化电力变换装置以两种模式操作，并且在实施例中，包括三个ac/dc变换模块。第一模式（图6）解决了其中ac输入功率信号是3相输入功率信号的情况，并且在该模式中，控制器将使得能够实现全部三个ac/dc变换模块的操作。如已知的，两相输入的各个相位相互偏移，这样一来也在相位上偏移的三个ac/dc变换模块的相应输出信号的ac分量将趋向于相互抵消。第二模式解决了其中ac输入功率信号是单相输入功率信号的情况，并且在该模式中，控制器将使得能够实现操作三个ac/dc变换模块中的两个以产生充电功率。然而，控制器将仅使得能够实现剩余的第三ac/dc变换模块的各方面以用于有源滤波的目的，以便减少否则将保持存在于由第一和第二ac/dc变换模块产生的输出信号中的ac分量（例如，二阶谐波）。将存在于第三ac/dc变换模块中的开关改变用途以当在用于有源滤波目的的第二模式中进行操作时除去了对附加开关、微控制器和其他滤波组件的需要。

现在参考图6，图示了模块化ac/dc电力变换装置98的原理图和框图。装置98被配置成将第一ac信号（例如，3相ac输入功率信号）变换成输出节点80上的dc输出信号。用于单相ac功率源22（即，变换装置20a）的上文描述的拓扑结构（图2）可以被复制并且以并行方式应用。装置98是该方法用于与三相ac输入功率一起使用的应用的实施例。在图示的实施例中，不需要附加的输出滤波，因为处置相应相位的变换模块的输出电流相对于其他相位中的每一个都具有自然的120°差异，并且因此当添加在一起时，被组合的全部ac分量将趋向于相互抵消（即，可以中和不期望的波纹）。

利用继续参考图6，三相ac源例如被示出为提供具有相应相位（被指定为相位a、相位b和相位c）的ac输入功率的单个源22a、22b、22c。每个源22a、22b、22c产生相应的ac信号，其相位偏移例如120度，如常规的那样。可以为每个单个源复制图1和2中示出的ac/ac变换器34（例如，间接矩阵变换器）、ac/dc整流器36（例如，h桥切换布置）和变压器40连同图1和2中示出的其他组件，以分别形成第一、第二和第三ac/dc变换模块1001、1002和1003。ac/dc变换模块1001、1002和1003中的每一个处置多相（3相）ac输入功率的相应单相位。ac/dc变换模块1001、1002和1003中的每一个的输出端在输出节点80处电连接。图6进一步示出了（i）耦合在输出节点80与接地节点82之间的被表示为块102的输出电容（及相关联的串联电阻），以及（ii）耦合在输出节点80与电池27之间的被表示为块104的输出电感器（及相关联的串联电阻）。具有电池电压vb的电池27也被示出以用于参考的框架。

虽然未在图6中示出，但是在该实施例中还将提供结合图2示出和描述的控制器46。ac/dc变换模块1001、1002和1003中的每一个将由控制器47电连接并且进行控制。在用于处置3相输入功率的图6的配置中，控制器46被配置成使得能够操作全部三个ac/dc变换模块1001、1002和1003。每个变换模块1001、1002和1003可以由控制器47以与上文结合图2的单个电变换装置20a描述的基本相同的方式进行操作。在实施例中，每个模块1001、1002和1003可以输送大约7.2kw，这导致整体输出功率（例如，充电功率）>20kw。此外，在第一模式中，由于上文描述的相位偏移，由每个ac/dc变换模块产生的ac分量（例如，二阶谐波）将趋向于相互抵消。

图7是装置98的原理图和框图，除了其被配置为与单相ac输入功率一起使用之外，其与图6中示出的相同。将单相ac输入功率源22a分配给ac/dc变换模块1001、1002和1003中的每一个。然而，应当领会的是，与在利用单相ac输入功率进行操作时相比，电网频率的显著二次谐波（例如，在60hz电网频率的情况下为120hz）将出现在输出上，并且将不会通过存在来自其他相位的类似但偏移的谐波而趋向于被抵消。对于包括许多当前电动车辆（ev）电池类型的充电应用的许多应用来说，二次谐波的存在是不合期望的。

例如，如在图9中示出的，60hz单相ac输入功率信号122（电网功率）在没有滤波的情况下在输出信号上产生相对较大的120hzac分量（径迹（trace）124）。根据本教导，已经可用的ac/dc变换模块之一被重新配置用于在对输出进行有源滤波中使用。

对于单相操作，装置98可以被选择性地配置成包括有源滤波器电路106，在图7中以块形式示出。该装置可以包括（i）将有源滤波器电路106设置于其中的滤波器壳体（未示出）以及（ii）将至少第一、第二和第三ac/dc变换模块1001、1002和1003以及控制器46设置于其中的主壳体（未示出）。滤波器壳体包括第一电耦合特征108，并且主壳体包括与第一耦合特征108互补的第二电耦合特征110。第一耦合特征108被配置成与第二耦合特征110协作以将有源滤波器电路106与第三ac/dc变换模块1003电耦合。在实施例中，第一电耦合特征108可以包括公电端子或母电端子之一，而第二电耦合特征110可以包括公电端子或母电端子中的另一个。

在一个实施例中，第一耦合特征108可以包括滤波器壳体上的多个公端子，而第二耦合特征110可以包括主壳体中的对应的多个母端子。然而，应当理解的是，上文提到的第一耦合特征108和第二耦合特征110不需要出现在滤波器壳体或主壳体处，而是在本领域中已知的其他位置处。例如，这样的耦合特征可以出现在相应的电路板位置处或出现在相应的电路板位置上。

附加地，应当领会的是，第一电耦合特征108和第二电耦合特征110还可以实行机械耦合功能，以将有源滤波器电路106与装置98（或其部分）牢固地、机械地耦合或牢固地、机械地耦合到装置98（或其部分）。在仍另外的实施例中，第一耦合特征108和第二耦合特征110可以被配置成允许有源滤波器电路106是选择性地可插入和可移除的（例如，由用户用手可插入或可移除的，而无需工具、电焊等）。该方面允许装置被容易地配置为利用来自多相（3相）输入功率配置的单相ac输入功率进行操作（或反之亦然）。

图8更详细地示出了如被配置用于单相操作的装置98。如上文描述的，在第二操作模式中，控制器46使得能够实现第一和第二ac/dc变换模块1001、1002的操作，但是仅使得能够实现第三ac/dc变换模块1003的一部分。在这点上，控制器使得能够实现h桥开关布置36c的操作，有源滤波器电路106连接到该h桥切换布置36c。然而，控制器46禁用在图8中部分示出的ac/ac变换器34c，以使得开关m1-m4和s1-s4被关断。

有源滤波器电路106包括lc槽路，其具有（i）具有第一电感器112和串联连接的第一电容器114的第一分支，以及（ii）具有第二电感器116和串联连接的第二电容器118的第二分支。当将有源滤波器电路106插入到装置98中时，两个并联lc槽路（分支）电连接在h桥切换布置36c与输出接地节点82之间。

在实施例中，有源滤波器电路106的滤波器壳体包括被指定为1201、1202和1203的三个公端子，其与对应的母端子协作，如上文描述的。第一分支lc槽路（电感器112、电容器114）的一端经由端子1201连接到开关s5与s6之间中的电节点，而第一分支的另一端经由端子1203连接到输出接地节点82。此外，第二分支lc槽路（电感器116、电容器118）的一端经由端子1202连接到开关s7与s8之间中的电节点，而第二分支的另一端也经由端子1203连接到输出接地节点82。在图示的实施例中，被设置在变压器40c的次级侧上的两个并联分支形成有源滤波器。在替换的实施例中，基于系统的瞬时功率输出，并且因此基于系统的需要，可以省略分支之一，或者控制器46可以被配置成禁用或以其他方式分离（disengage）分支之一。

在实施例中，所选电感和电容值可以是l=10uh（对于电感器116）和c=500uf（对于电容器118）。可以使用本领域中已知的常规方法来选择电感器116的电感值l。对于电容器118的电容c的值，应当将值c选择得足够大以有效地抑制系统/输出中的相当大部分的无功功率。在其中该装置包括电池充电器的实施例中，并且仅出于示例的目的，假设ω是线路频率，充电器平均输出电压是vb，并且充电电流是i=iave+ipsin(2ωt)。这里，iave是平均充电电流，ip是输出中的120hz纹波分量的峰值电流。因此，瞬时功率可以表达为：

p=vbiave+vbipsin（2ωt）。

包括电感器116和电容器118的有源滤波器可以被配置成以便足以能够处置无功功率分量：vbipsin（2ωt）。在更糟糕的情境中，当c足够小时，电容器电压介于vb与0之间。

即，

因此，。

参考图9-10，在第二操作模式中，控制器46被配置成根据滤波策略致动h桥切换布置36c的开关s5-s8，该h桥开关布置36c接合（engage）有源滤波器电路106以减少存在于输出信号中的ac分量（例如，二阶谐波）。如在图9中示出的，与ac/dc变换模块1201、1202的输出电流相对应的径迹124（在图9的图例中被表示为相位a/相位b）示出了电网频率的显著二阶谐波。控制器46致动开关s5-s8，使得以有源滤波器电流126中和在径迹124中示出的ac分量的这样的方式，s5和s7被一起控制，并且同样地s6和s8被一起控制。输出信号中的二阶谐波中的这种减少被示出为径迹128。

图10示出了示例性占空比，根据该占空比，控制器46致动开关对s5、s7（径迹130）和s6、s8（径迹132）。如图示的，通常瞬时功率与平均功率之间的差距越大，开关对儿s5、s7或s6、s8的占空比越大。然而，应当理解的是，由于滤波器电感器（电感器116）的存在，可能在占空比波形与输出电流之间存在相位延迟。

为了在上文描述的结构上执行该方法论，控制器46被配置成实行确定ac输入信号是否是多相（例如，3相）信号或者ac输入信号是否是单相的初始步骤。控制器46可以通过借助于电网电压传感器52对电网电压进行检测来做出该确定。

如果控制器46确定ac输入功率是多相的（例如，3相），则主控制逻辑51分支到涉及在第一操作模式中操作装置98的步骤。然后，控制器46控制ac/dc变换模块1001、1002和1003，如上文为第一操作模式描述的。

替换地，如果控制器46确定ac输入功率是单相的，则主控制逻辑51分支到涉及在第二操作模式中操作装置98的另一步骤。然后，控制器46控制ac/dc变换模块1001、1002和1003，如上文为第二操作模式描述的。在这点上，控制器46被进一步配置成执行有源滤波器占空比逻辑64（图2）。当逻辑64由控制器64（即，其处理器）执行时，控制器46以上文描述的方式控制ac/dc变换模块1001、1002和1003。应当领会的是，当装置将模式从第一模式切换到第二模式时，需要改变与单相关联的主控制逻辑51，即，控制第三ac/dc变换模块的操作的控制逻辑。此外，仅需要插入有源滤波器电路106（如上文描述的）以完成从3相到单相操作的变换。前述方面可以缩短产品开发期。

当利用单相ac输入功率进行操作时，能够处置3相和单相ac输入功率的常规ac/dc电变换设备具有较差功率密度。

根据本教导，与常规设备相比，用于将ac输入信号变换成dc输出信号的装置在两种模式中操作，以及从而在利用单相ac输入功率进行操作时改善了功率密度。符合本教导的实施例可以具有~5kw/l的功率密度。因此，如上文指出的，在第一模式中，每个ac/dc变换模块单独地输送大约7.2kw，这导致整体功率（例如，充电功率）>20kw，而在第二模式中，两个有源第一和第二模块一起输送7.2kw*2，或者大约14.4kw作为有功输出功率，而第三ac/dc变换模块（即，次级侧开关）通过操作有源滤波器槽（tank）来处置无功功率。单相操作可以输送大约2/3的额定功率（即，如当根据3相功率进行操作时的额定功率），或者大约14.4kw。当在单相模式中运行时（即，远大于常规的3.3kw/l），这显著地增加了装置的功率密度。

应当理解的是，如在本文中描述的电子控制单元可以包括：本领域中已知的常规处理装置，其能够执行存储在相关联存储器中的预编程指令，全部这些都根据本文中描述的功能性来实行。到在软件中体现本文中描述的方法的程度，作为结果的软件可以存储在相关联的存储器中，并且还可以构成用于实行这样的方法的部件。鉴于前述的使能描述，其中以软件的形式如此完成的某些实施例的实现方式将需要不多于本领域普通技术人员的编程技能的例行应用。这样的电子控制单元可以进一步是具有rom、ram二者、非易失性和易失性（可修改）存储器的组合的类型，使得任何软件可以被存储并且还允许动态产生的数据和/或信号的存储和处理。

虽然上文仅在具有一定程度特殊性的情况下描述了某些实施例，但是本领域技术人员可以在不偏离本公开的范围的情况下做出对所公开的实施例的众多更改。意图的是，包含在以上描述中或示出在附图中的全部内容应当被解释为仅仅是说明性的而非限制性的。在不偏离如在所附权利要求中限定的本发明的情况下，可以做出细节上或结构上的改变。

据称通过引用并入本文中的任何专利、出版物或其他公开材料仅在所并入的材料不与在本公开中阐述的现有定义、陈述或其他公开材料冲突的程度上全部地或部分地并入本文中。如此，并且在必要的程度上，如在本文中明确阐述的本公开取代通过引用并入本文中的任何冲突材料。据称通过引用并入本文中但与本文中阐述的现有定义、陈述或其他公开材料冲突的任何材料或其部分将仅在所并入的材料与现有公开材料之间不发生冲突的程度上被并入。

虽然已经示出和描述了一个或多个特定实施例，但是本领域技术人员将理解的是，在不偏离本教导的精神和范围的情况下，可以做出各种改变和修改。