电压源转换器的电压平衡的制作方法

hvdc（高压直流）电功率传输将直流用于电功率的传输。这是更普遍的交流电功率传输的备选方案。存在多个使用hvdc电功率传输的益处。

为了使用hvdc电功率传输，通常必要的是，将交流（ac）转换成直流（dc）并且再转换回来。至今，多数的hvdc传输系统一直基于线路换向转换器（lcc），例如比如使用晶闸管阀的六脉冲桥式转换器。lcc使用可通过适当的触发信号而被接通并且只要其被正向偏置且电流保持流动则保持导通的诸如晶闸管的元件。在lcc中，转换器依赖于连接的ac电压以提供从一个阀到另一个阀的换向。

然而，越来越多地提出电压源转换器（vsc）供hvdc传输中使用。hvdc使用诸如绝缘栅双极晶体管（igbt）的开关元件，所述绝缘栅双极晶体管可独立于任何连接的ac系统而可控制地被接通和关断。vsc因此有时被称为自换向转换器。

vsc通常包括多个转换器臂，所述转换器臂中的每个将一个dc端子连接到一个ac端子。对于典型的三相ac输入/输出，存在六个转换器臂，其中分别将给定的ac端子连接到高和低dc端子的两个臂形成相分支（phaselimb）。每个转换器臂包括一种设备，所述设备通常被称为阀，并且通常包括可以以期望的序列被切换的多个元件。

在经常被称为六开关转换器的已知vsc的一个形式中，每个阀包括串联连接的开关元件（通常是与相应的反并联二极管连接的绝缘栅双极晶体管（igbt））的集合。阀的igbt被一起切换以电连接或断开相关的ac和dc端子，其中给定的相分支的阀通常被反相切换。通过对每个臂使用脉冲宽度调制（pwm）类型开关方案，可实现ac和dc电压之间的转换。

在被称为模块化多电平转换器(mmc)的另一已知类型的vsc中，每个阀包括具有串联连接的多个单元(cell)的链接链路电路，每个单元包括诸如电容器的能量存储元件和开关布置，所述开关布置可被控制以便将能量存储元件连接在单元的端子之间或者将能量存储元件旁路。单元有时被称为子模块，其中多个单元形成模块。控制阀的子模块以在不同时间连接它们相应的能量存储元件或将它们相应的能量存储元件旁路，以便随时间的推移而变化多个单元两端的电压差。通过使用相对大量的子模块并且对该切换进行适当地定时，阀可综合近似于期望的波形（例如正弦波）的步进波形，以便以低水平的谐波失真来从dc转换到ac或从ac转换到dc。由于各个子模块被单独地切换并且来自切换单独的子模块的电压变化是相对小的，因此避免了与六开关转换器关联的多个问题。

在mmc设计中，每个阀被连续操作经过ac循环，其中相分支的两个阀被同步切换以提供期望的电压波形。

最近，提出了变体转换器，其中在转换器臂中提供了一系列连接的单元的链接链路以用于提供如所描述的步进电压波形，但是每个转换器臂在ac循环的至少部分内被关断。因此，用于电压波整形的多个串联连接的单元与臂开关串联连接，所述臂开关被称为导向器开关，所述导向器开关可在相关的转换器臂处于关断状态中并且不导通时被关断。这样的转换器被称为交替臂转换器(aac)。在wo2010/149200中描述了这样的转换器的示例。

图1图示了已知的交替臂转换器（aac）100。示例转换器100具有三个相分支101a-c，每个相分支具有将相关的ac端子102a-c连接到高侧dc端子dc+的高侧转换器臂以及将相关的ac端子102a-c连接到低侧dc端子dc-的低侧转换器臂。每个转换器臂包括串联连接的单元的电路布置103，布置103与臂开关104以及电感105串联。将注意的是，图1图示了单个臂电感，但是本领域技术人员将领会，臂电感实际上可沿ac端子与dc端子之间的臂被分布。

电路布置103包括串联连接的多个单元106。每个单元106具有可选择性地串联连接在单元的端子之间或被旁路的能量存储元件。在图1中所示出的示例中，每个单元106具有分别用于高侧和低侧连接的端子107a、107b并且包括作为能量存储元件的电容器108。电容器108与单元开关元件109（例如带有反并联二极管的igbt）连接，以允许单元的端子107a和107b经由将电容器108旁路的路径或经由包括串联连接的电容器108的路径而被连接。在图1中所图示的示例中，每个单元包括以全h桥式布置的四个单元开关元件109，使得电容器可在使用中被连接以在端子107a与107b之间提供正或负电压差。然而，在一些实施例中，单元中的至少一些单元可包括以半桥式布置的开关元件，使得可将电容器旁路或连接电容器以提供给定极性的电压差。这样的串联连接的单元的电路布置103可因此操作以提供电压电平，所述电压电平可随时间的推移而被变化以提供如上面讨论的用于波整形的步进电压波形。电路布置103有时被称为链接链路电路或链接链路转换器或者仅被称为链接链路。在本公开中，用于提供控制的电压的这样的串联连接的单元的电路布置103应被称为链接链路。

在aac转换器中，每个转换器臂中的链接链路103与臂开关104串联连接，所述臂开关104在本文中将被称为导向器开关，所述导向器开关可包括多个串联连接的臂开关元件110。转换器臂的导向器开关可例如包括带有关断能力的高电压元件（例如带有反并联二极管的igbt或诸如此类）。在特定转换器臂导通时，链接链路103按序列被切换以便以与在上面关于mmc类型转换器描述类似的方式提供期望的波形。然而，在aac转换器中，相分支的转换器臂中的每个转换器臂在ac循环的部分内被关闭，并且在这样的时段期间，导向器开关104被关断。

在转换器臂因此处于关断状态中并且不导通时，在导向器开关和链接链路电路之间共享臂两端的电压。与mmc类型vsc相比，对于aac类型转换器的每个转换器臂的链接链路的所要求的电压范围因此被减小，其中因此节省了转换器的成本和大小。

如上面提到的，导向器开关104通常由多个串联连接的igbt形成。igbt通常与用于导向器开关的单独开关元件之间的静态电压共享的平衡电阻器并联连接。另外，可存在位于igbt之后的用来在关断瞬态事件期间减轻电压过冲的箝位缓冲器电路，所述箝位缓冲器电路包括电容器和二极管。

在这样的布置中可出现的一个问题是导向器开关的开关元件（例如igbt和关联的箝位电容器）两端的电压不平衡。

本公开因此涉及解决电压不平衡问题的用于电压源转换器的控制的方法和设备。

因此，根据本发明，提供有控制电压源转换器的导向器开关部件（unit）的方法，所述导向器开关部件包括半导体开关元件以及在半导体开关元件两端连接的关联的箝位电容器，所述方法包括，在电压平衡模式中：在电压平衡模式中操作导向器开关部件，使得从箝位电容器汲取的功率基于箝位电容器两端的电压来变化。

通过在电压平衡模式中操作，使得从箝位电容器汲取的功率随箝位电容器的电压变化，而不是具有恒定的功率特性，可实现多个串联连接的导向器开关部件的箝位电容器的电压平衡。在电压平衡模式中，对于从箝位电容器汲取的功率的功率需求可具有电阻性负载的特性。因此随着箝位电容器的电压增加可汲取更大的电流，确保使具有最大电压的箝位电容器比具有更低电压的箝位电容器放电更多。

在一些示例中，方法涉及在电压平衡模式中基于箝位电容器的电压来变化从箝位电容器汲取功率的电源（例如浮置电源）的功率需求。可比较箝位电容器的电压与至少一个电压阈值。可基于所述比较来确定功率需求。在一些示例中，如果箝位电容器电压低于第一阈值，则功率需求可具有第一值，并且如果箝位电容器电压高于第一阈值，则功率需求可具有第二、更高的值。

在一些示例中，方法涉及在电压平衡模式中，基于箝位电容器的电压来变化来自箝位电容器的电流需求。在一些示例中，电流需求可具有与箝位电容器电压成比例的分量。电流需求可包括与虚拟电阻值成反比的分量。可选择虚拟电阻值以给出处于最大预期的箝位电容器电压的预定的额定功率。在一些示例中，电流需求可进一步具有基于箝位电容器电压的变化率的指示来变化的分量。可通过控制可控制的电流源来控制电流需求。

在一些示例中，方法涉及在电压平衡模式中，变化、控制与箝位电容器并联连接的撬棒电路，以便提供预定的平均电阻值，其中撬棒电路包括与半导体开关元件串联的撬棒电阻器。可在工作循环中控制撬棒电路的半导体开关元件以提供预定的平均电阻值。

超过导向器开关部件的电源的额定功率需求的汲取的任何附加的功率可被存储在电源的蓄能器（energystoragereservoir）中。在一些实例中，电源可进一步包括用于在电压平衡模式中存储汲取的功率的平衡储蓄器。方法可包括监测平衡储蓄器的电压并且在超过预定的电压电平时使平衡储蓄器放电。

在一些示例中，导向器开关部件可包括至少一个负载电阻器，负载电阻器具有电阻值，使得在以导向器开关部件的标称操作范围内的箝位电容器电压的使用中，从箝位电容器汲取的电流随箝位电容器电压增加。至少一个负载电阻器可包括与缓冲器二极管并联的负载电阻器和/或与箝位电容器并联的负载电阻器。

还提供了电压源转换器的导向器开关部件，所述导向器开关部件包括：半导体开关元件；以及在半导体开关元件两端连接的箝位电容器，导向器开关部件在电压平衡模式中是可操作的，使得从箝位电容器汲取的功率基于箝位电容器两端的电压来变化。

上面描述的方法的变体中的任何变体可以适用于导向器开关部件。特别地，在电压平衡模式中，导向器开关部件被配置，使得对于从箝位电容器汲取的功率的功率需求具有电阻性负载的特性。

导向器开关部件可包括从箝位电容器汲取功率的电源（例如浮置电源）和用于控制从箝位电容器汲取的功率的控制器。

在一些示例中，控制器可被配置成在电压平衡模式中基于箝位电容器的电压来变化电源的功率需求。控制器可被配置成比较箝位电容器电压与至少一个电压阈值，并且基于所述比较来确定功率需求。如果箝位电容器电压低于第一阈值，则控制器可将功率需求控制为第一值，并且如果箝位电容器电压高于第一阈值，则控制器可将功率需求控制为第二、更高的值。

在一些示例中，控制器可被配制成在电压平衡模式中基于箝位电容器的电压来变化来自箝位电容器的电流需求。控制器可被配置成控制电流需求具有与箝位电容器的电压成比例的分量。电流需求可具有与虚拟电阻值成反比的分量。可选择虚拟电阻值以给出处于最大预期的箝位电容器电压的预定的额定功率。电流需求可进一步具有基于箝位电容器电压的变化率的指示来变化的分量。导向器开关部件可包括可控制的电流源。控制器可被配置成通过控制可控制的电流源来变化电流需求。

在一些示例中，导向器开关部件包括与箝位电容器并联连接的撬棒电路和用于控制撬棒电路以便提供预定的平均电阻值的控制器，其中撬棒电路包括与半导体开关元件串联的撬棒电阻器。控制器可被配置成在工作循环中控制撬棒电路的半导体开关元件以提供预定的平均电阻值。

电源可包括蓄能器并且导向器开关部件可被配置，使得超过导向器开关部件的电源的额定功率需求的汲取的任何附加的功率被存储在蓄能器中。电源可进一步包括用于在电压平衡模式中存储汲取的功率的平衡储蓄器。可提供监测器以用于监测平衡储蓄器的电压并且在超过预定的电压电平时将平衡储蓄器放电。

在一些示例中，导向器开关部件可包括至少一个负载电阻器，负载电阻器具有电阻值，使得在以导向器开关部件的标称操作范围内的箝位电容电压的使用中，从箝位电容器汲取的电流随箝位电容器电压增加。所述至少一个负载电阻器可包括与缓冲器二极管并联的负载电阻器。所述至少一个负载电阻器可包括在箝位电容器两端连接或与箝位电容器并联连接的负载电阻器。

现在将仅通过示例的方式关于附图来描述本发明，在附图中：

图1图示了交替臂转换器(aac)类型电压源转换器(vsc)的一个示例；

图2图示了与vsc的导向器开关的开关元件关联的电路系统的一个示例；

图3图示了对于以初始电压不平衡来操作的导向器开关的仿真结果；

图4图示了基于箝位电容器电压来变化浮置电源的额定功率的原理；

图5图示了对于根据关于图4讨论的策略来操作的导向器开关的仿真结果；

图6图示了基于箝位电容器电压的变化的对于长期存储设备的充电的控制；

图7图示了对于根据另一实施例操作的导向器开关的仿真结果；

图8图示了撬棒电路的pwm控制；

图9图示了对于根据关于图8讨论的策略来操作的导向器开关的仿真结果；

图10图示了带有附加的平衡储蓄器的导向器开关部件；

图11图示了根据实施例的转换器臂；

图12图示了浮置电源的dc/dc转换器的基于电流的控制；以及

图13a和13b图示了使用负载电阻器的另一示例。

如上面提到的，诸如在图1中图示的交替臂转换器(aac)的一些类型的电压源转换器(vsc)包括vsc的转换器臂中的臂开关104，所述臂开关104用于在功率循环期间在导通或非导通之间切换转换器臂。这样的臂开关在本文中被称为导向器开关。为了提供必要的电压额定，导向器开关通常将包括诸如串联连接的igbt的多个开关元件110。

在使用中，转换器臂的导向器开关可在功率循环的部分内被关断。在aac类型转换器中，其中每个转换器臂包括与用于电压波整形的链接链路电路103串联的导向器开关104，转换器臂的导向器开关在功率循环中的期望点处被关断。在正常操作中，在相分支的转换器臂的链接链路正提供适合的电压的时刻，关断(或接通)导向器开关，使得被关断(或被接通)的导向器开关两端的电压基本上是零。还一起控制相分支的两个转换器臂，使得在正常操作中，在导向器开关被关断或接通的时刻基本上不存在经过导向器开关的电流。

一旦被关断，导向器开关两端的电压通常随相分支的ac端子处的电压变化而增大。为了确保导向器开关的单独的开关元件之间的正确电压共享，通常存在与每个开关元件并联连接的平衡电阻器。另外，通常存在包括至少电容器和二极管以在关断瞬态事件期间减轻电压过冲的箝位缓冲器电路。

图2图示了与导向器开关的单独的开关元件110关联的导向器开关部件200的一个示例。如在本文中所使用的，术语导向器开关部件应当被用来指单独的开关元件110和它关联的电路系统。开关元件110包括半导体开关元件（例如带有反并联二极管的igbt）。平衡电阻器201通常与igbt110并联。箝位缓冲器电路包括经由缓冲器二极管203与igbt110并联连接的箝位电容器202。在一些实例中，可在缓冲器二极管203两端连接电阻器（未示出）以在电源关闭之后为了安全处理提供电容器电压的缓慢或长期放电。igbt110由包括适合的栅极驱动器的局部控制电子设备204控制。还可存在与开关元件110并联的撬棒电路，撬棒包括电阻器205和二极管206的并联组合，所述并联组合与诸如晶体管207的半导体开关元件串联。

将领会，图2仅图示了本公开感兴趣的那些组件，并且实际上可存在例如与导向器开关的单独的开关元件关联的许多（may）附加的组件和电路系统，例如撬棒电路或电涌放电器。

最近已提出了，局部控制电子设备可由浮置电源208供电，所述浮置电源208从电容器202汲取功率，所述电容器202形成箝位缓冲器电路的部分。在图2中图示的示例中，浮置电源208因此包括用于从igbt/箝位电容器202两端的高电压转换成中间电压的第一dc-dc转换器209以及用于转换成适合于向igbt110的控制电子设备204（例如栅极驱动器）供电的低电压的第二dc-dc转换器210。浮置电源还可包括某个长期能量存储设备211，例如用于在其中可能暂时没有导向器开关两端的电压的故障事件期间提供功率的适合的电容器布置。

由于无论输入电压的任何变化都保持输出电压恒定的dc-dc转换器209和210的控制回路，浮置电源208通常展现出恒定功率负载特性。因此，如果由控制电子设备204的栅极驱动器所需求的负载电流保持恒定，如情况通常是这样的，则由浮置电源208所需求的输入电流将改变以保持电压v和电流i的恒定乘积，即，恒定的v*i乘积。因此，如果到浮置电源的输入电压，即，箝位电容器202两端的电压增大或减小，则输入电流将相应地成比例地减小或增大。

已领会，此效果可促进导向器开关的导向器开关部件的igbt和对应的箝位电容器两端的任何电压不平衡。如果给定的igbt110或它关联的箝位电容器202两端的电压减小，则更大的电流将由浮置电源来需求，这将会促进进一步的电压减小。相反地，如果igbt/箝位电容器两端的电压正在增大，则由浮置电源所需求的输入电流将减小，从而促进igbt/箝位电容器两端的电压的进一步增大。

由于箝位电容器202的可例如具有大约1μf的相对小的电容，此效果可能是显著的。已发现，对于由包括被布置成从箝位电容器获取功率的浮置电源的导向器开关部件形成的导向器开关，则导向器开关部件之间（例如与不同igbt相关联的电压平衡电阻器之间）的任何组件不匹配或者导向器开关部件两端的瞬时电压中的任何差异可导致相对大的电压不平衡在vsc操作的多个循环内生成。

在由浮置电源汲取的功率比较地大于在正常操作期间汲取的功率时，如果浮置电源208正在对长期存储设备211充电，那么情况就尤其是这样。

图3图示了具有开关元件之间的电压不平衡的仿真的导向器开关的波形。仅以第一和第二导向器开关部件来仿真导向器开关，其中第一开关部件具有比第二开关部件更高的开始瞬时电压，并且仿真覆盖转换器臂的几个功率循环。在1500v处仿真第一开关部件的箝位电容器的开始电压，其中在500v处仿真第二开关部件的电容器的开始电压。以22w的功率汲取来仿真浮置电源。

图3的顶部的图表分别图示了整个导向器开关两端的电压波形301以及在第一和第二开关部件的开关元件两端的电压波形302和303。中间的图表分别示出了第一和第二开关部件的箝位电容器的电压304和305。下部的图表图示了第一开关部件的浮置电源的电流需求306和第二开关部件的浮置电源的电流需求307。

可以看出，初始的开始电压差快速地导致增加的电压不平衡并且系统快速地转向到（divergeto）高电压不平衡的情况。而且，对应于带有最高电压的箝位电容器的第一导向器开关部件的浮置电源获取比其两端具有更低电压的第二导向器开关部件的电流更少的电流。

在图2中图示的仿真结果中，对应于两端具有较少电压的箝位电容器的浮置电源的电流需求在循环的很大部分期间被重复地中断。在此示例中，如果输入电压下降至低于阈值，则dc-dc转换器停止操作，例如以便防止处于低输入电压下输入电流变得太高或由于其他设计考虑。

浮置电源的效果可因此被看作是加剧任何初始电压差。这可最终造成在一些导向器开关部件两端形成过度的电压，同时存在其他导向器开关部件的控制电子设备的功率的损失。

由本领域技术人员将充分理解，达到高电平的箝位电容器的电压是潜在危险的，因为它可引起装置和电路组件的毁坏。导向器开关部件因此通常包括诸如撬棒电路的一个或多个保护性措施。在过电压的事件中，撬棒电路的晶体管207可被接通以经由撬棒电阻器205使箝位电容器放电。可另外地或备选地存在与开关元件110并联的电涌保护装置（在图2中未示出）。在一些vsc中，可存在在每个igbt的栅极驱动器中构建的有源的箝位电路。

因此可存在用于应付箝位电容器的过电压的某个机制，然而如果箝位电容器电压要下降到低于浮置电源的操作阈值，则这将促使主dc-dc转换器209停止工作。如果在那个时间期间，在长期存储设备211中没有存储足够的能量以重复地保持栅极驱动器供应的操作，则一些igbt将被意外地关断，这具有作为结果的毁坏的危险。由于在长期存储设备级正在被充电时此不平衡情况可能容易发生，很可能的是，长期存储设备电容器将并不具有足够的积累的能量以支持此情况。

本发明的实施例因此涉及用于电压平衡的方法和设备，所述方法和设备至少减轻上面提到的问题中的一些问题并且在开关部件具有从箝位电容器汲取功率的浮置电源的的情况下可令人满意地使用所述方法和设备。如将在下面更详细描述的，本发明的实施例可操作，使得箝位电容器上的负载表现为电阻性负载，所述箝位电容器包括浮置电源。

在根据本发明的实施例的方法中，导向器开关的导向器开关部件被控制，使得从箝位电容器汲取的功率至少在电压平衡模式中基于箝位电容器两端的电压来变化。导向器开关可被操作，使得对于从箝位电容器汲取的功率的功率需求具有电阻性负载而不是恒定功率负载的特性。

如由本领域技术人员将理解的，电阻性负载的属性是这样的，以致于如果增加负载两端的电压，则也增加由负载汲取的电流。在这样的情况中，如果存在两个导向器开关部件的两个箝位电容器之间的电压不平衡，则将从具有最高电压的箝位电容器汲取更大的电流，导致那个电容器比另一个电容器更迅速地放电。结果将是要改善箝位电容器之间的电压平衡，而不是如上面描述的在应用恒定功率负载到箝位电容器的情况下加剧差异。

存在通过其可控制从箝位电容器汲取的功率以提供电阻性负载的通常属性的各种方式。

在一个实施例中，基于箝位电容器的电压电平的指示来变化来自浮动电源的功率需求。在一个实施例中，可确定箝位电容器的电压并且比较箝位电容器的电压与至少一个阈值电平，其中由浮置电源汲取的额定功率取决于箝位电容器的电压是否高于或低于（一个或多个）阈值而变化。

图4图示了通过此方式来改变浮置电源的额定功率的原理。图4图示了导向器开关部件的箝位电容器的电压vcl的瞬时值和它如何在功率循环的过程内变化。比较此电压电平与电压阈值402。在电压vcl低于阈值的时间处，浮置电源被配置成具有第一额定功率需求p1。然而如果电压vcl超过阈值，则功率额定被增加到更高的额定功率p2，使得浮置电源汲取更多功率。在此示例中，在功率循环的部分内箝位电容器电压vcl超过阈值，并且因此在功率循环期间浮置电源的额定功率需求变化。

将领会，处于任何给定的功率额定p1或者p2的浮置电源的操作与恒定功率负载一样。然而，由于在循环期间功率额定的改变，在完整循环的过程内平均功率需求将遵循电阻性负载曲线（profile）。具有更高的电压电平的箝位电容器将在循环的过程内汲取比具有更低的电压电平的箝位电容器更高的平均功率。在此情况中，额定功率电平p1可对应于fps电子设备和栅极驱动器的通常负载，然而更高的功率需求p2可被用来将长期存储设备（lts）电容器级（在图2中示为211）充电。正是在循环期间功率额定的此改变提供电压平衡模式。由控制器212变化浮置电源的功率额定，所述控制器212基于箝位电容器的电压的指示来改变浮置电源的参数。

此控制策略被应用于如在上面关于图2讨论的仿真的导向器开关，即带有第一和第二导向器开关部件的导向器开关，其中第一开关部件具有比第二开关部件更高的开始瞬时电压。此外，仿真覆盖了转换器臂的几个功率循环。仿真了与图2相同的开始电压不平衡，即其中第一开关部件的箝位电容器的开始电压处于1500v，其中第二开关部件的电容器的开始电压处于500v。然而，在此仿真中，以取决于箝位电容器电压是否高于或低于800v的电压阈值而在22w和2.2w之间变化的功率汲取来仿真浮置电源。在图5中图示结果。

此外，图5的顶部图表分别示出导向器开关两端的总电压501以及第一导向器开关部件两端的电压502和第二导向器开关部件两端的电压503。中间的图表示出第一箝位电容器的电压504和第二箝位电容器的电压505，并且下部的图表示出第一导向器开关部件的浮置电源的电流汲取506和第二导向器开关部件的浮置电源的电流汲取507。可以看出，第一导向器开关部件的浮置电源的平均电流需求在第一功率循环内大于第二导向器开关部件的浮置电源的平均电流需求。这减少箝位电容器的电压不平衡并且在仅两个功率循环的过程内电压不平衡被有效地移除。

注意，作为改变功率需求电平的备选方案，可基于箝位电容器电压与一个或多个阈值电平比较来替代地变化电流电平。将领会，可存在多于一个的阈值和多于两个的不同功率或电流电平。

另外地或备选地，在电源的过程期间，可通过仅在箝位电容器自身由相关的导向器开关部件两端的电压有效地充电并且因此存在可用于维持长期存储设备的充电的大量能量的时刻将浮置电源208的长期存储设备211充电来变化浮置电源的功率需求。

这在图6中被图示。图6图示在在其内转换器臂的导向器开关被关断的时段期间，导向器开关的导向器开关部件两端的电压波形vds可如何随时间的推移而演变。例如在aac类型转换器中，在相关的相循环的负部分时或在相关的相循环的负部分之前可关断相分支的高侧转换器臂的导向器开关。在导向器开关关断的时段期间，导向器开关两端的电压将通常增加到最大值并且然后减少回到零，在所述点处，导向器开关再次被接通。导向器开关两端的电压将在关断状态中的导向器开关部件两端和在箝位电容器两端被共享。如果导向器开关部件两端的电压vds变得比箝位电容器的当前电压更高，则相关的箝位电容器将开始被充电。在此时段602期间，箝位电容器的电压改变（即dvcl/dt）将是正的，并且将存在可用于浮置电源208的用来将它的长期存储设备充电而不损耗箝位电容器的电荷的大量能量。在一些实施例中，浮置电源因此可被配置以便在箝位电容器的电压正在减少时支配地将浮置电源的长期存储设备充电。在箝位电容器的电压正在减少（即dvcl/dt是负的）的时段期间，则浮置电源的长期存储设备的充电可被暂停。

在另一实施例中，通过从箝位电容器汲取带有随箝位电容器的电压变化的分量的电流来生成电阻性负载类型曲线。在一些实施例中电流可与箝位电容器的电压成比例。可与模拟的电阻值成反比地汲取电流，例如可控制的电流源可被配置成汲取根据箝位电容器电压和虚拟电阻器值来变化的电流。可例如取决于最大预期的箝位电容器电压vcl-max和浮置电源的最大功率额定pmax来选取这个虚拟电阻器的这个值r虚拟。通过那种方式，如果箝位电容器两端的电压增加，则将汲取更高量的电流，并且反之亦然。由于将使具有更高电压的箝位电容器比具有相比较更低的电压电平的箝位电容器提供更高量的电流，这提供了平衡效果。模拟的电阻器的值可以是这样的，以致于电阻性负载特性胜过恒定功率负载的特性，使得总的净功率具有电阻性特性。汲取的额外的功率可被卸入长期存储设备（lts）级（例如图2中的211）中。

因此可根据下式汲取电流i需求：

i需求=vcl/r虚拟

其中

r虚拟=(vcl-max)²/pmax

图7图示此控制策略被应用于如在上面关于图2讨论的仿真的导向器开关，即，带有第一和第二导向器开关部件的导向器开关，其中第一开关部件具有比第二开关部件更高的开始瞬时电压。此外，仿真覆盖了在相同的开始条件的情况下转换器臂的几个功率循环。

此外，图7的顶部图表分别示出导向器开关两端的总电压701以及第一导向器开关部件两端的电压702和第二导向器开关部件两端的电压703。中间的图表示出第一箝位电容器的电压704和第二箝位电容器的电压705，并且下部的图表示出第一导向器开关部件的浮置电源的电流汲取706和第二导向器开关部件的浮置电源的电流汲取707。可以看出，第一导向器开关部件的浮置电源的平均电流需求在第一功率循环内大于第二导向器开关部件的浮置电源的平均电流需求。这减少箝位电容器的电压不平衡并且在几个功率循环的过程内电压不平衡被有效地移除。

在一些实施例中，汲取的电流可另外基于箝位电容器电压的变化率。例如在箝位电容器正在放电时可减少汲取的电流，并且如果箝位电容器电压的衰减率高，则可以将汲取的电流减少更大的量。因此，在一个实施例中，从箝位电容器汲取的电流可以是：

i需求=k1.(vcl/r虚拟)+k2.(dvcl/dt)

其中k1和k2是用于将电阻性特性和dv/dt特性的贡献（contribution）加权的权重因数。

在一些实施例中，可通过控制撬棒电路以便提供期望的平均电阻值来实现电阻性负载曲线。

如由本领域技术人员将理解的，提供撬棒电路以允许在产生igbt两端的过电压的事件（通常是硬开关事件）之后箝位电容器的迅速放电。撬棒电路具有与半导体开关元件（例如用于撬棒电路的激活的晶体管207）串联的撬棒电阻器205。选取撬棒电阻器205的电阻以便提供期望的放电特性。

本发明的实施例可操作撬棒电路以便通过与上面描述类似的方式来汲取电流。控制撬棒电路的晶体管207以便按平均汲取所要求的电流的序列来启用和停用经由撬棒电阻器205的电流路径。实际上，晶体管207的工作循环（即晶体管导通的时间的比例相比于晶体管不导通的时间的比例）被控制，使得经由撬棒电阻器的电流路径具有期望的平均电阻。

在一个实施例中，可以在带有期望的工作循环的开关循环中通过脉冲宽度调制(pwm)的方式来控制晶体管207。可控制工作循环以提供期望的平均电阻rav，其中

rav=rcb/d

其中rcb是撬棒电阻器205的电阻的值并且d是工作循环。可通过与上面讨论类似的方式来选取等效电阻器的值，使得由切换的撬棒路径提供的等效电阻器以箝位电容器的最大预期的电压vcl-max汲取最大额定功率pmax，即，使得

rav=(vcl-max)²/pmax

因此d=(pmax.rcb)/vcl_max²

图8因此图示控制器801可被用来控制撬棒晶体管207。可提供撬棒电阻器的值rcb和期望的平均电阻值rav到除法器802，所述除法器802推导所要求的工作循环d，其可被提供到pwm生成器803以控制晶体管的开关。pwm生成器可例如包括基于开关频率fsw来生成重复的斜变波形的三角波生成器和比较斜变波形与基于工作循环设置的阈值的比较器，虽然许多类型的pwm生成器是已知的并且可被使用。开关频率fsw应当足够高，使得等效撬棒电阻的动作充分地平滑。大约几百hz的开关频率可以是充分的。

图9图示了此控制策略被应用于如在上面关于图2讨论的仿真的导向器开关，即，带有第一和第二导向器开关部件的导向器开关，其中第一开关部件具有比第二开关部件更高的开始瞬时电压。此外，仿真覆盖了在相同开始条件情况下转换器臂的几个功率循环。在此情况中，使用以500hz的开关频率的pwm控制和2.35kohm的撬棒电阻器，采用所述策略以提供处于1250v的22w的模拟的电阻性负载。

此外，图9的顶部图表分别示出导向器开关两端的总电压901以及第一导向器开关部件两端的电压902和第二导向器开关部件两端的电压903。中间的图表示出第一箝位电容器的电压904和第二箝位电容器的电压905，并且下部的图表示出第一导向器开关部件的浮置电源的电流汲取906和第二导向器开关部件的浮置电源的电流汲取907。仿真的结果示出与图7的结果类似的性能，其中在电压和电流的开关纹波中仅具有一些增加。

当然将领会，上面讨论的电压平衡策略（例如在电压平衡模式中的操作）可导致汲取附加的功率，所述附加的功率超过栅极驱动器和辅助电子电路系统的额定功率需求。在一些实施例中，超出对于栅极驱动器和辅助电子电路系统204需要的功率之外还汲取的任何附加的功率可被用来将浮置电源的长期存储设备211充电。在一些实施例中，在长期存储设备211的任何充电被要求的事件中，导向器开关部件的控制可被配置成采取上面描述的策略中的一个策略以将长期存储设备充电。通过此方式，在导向器开关部件之间存在的任何电压不平衡将在长期存储设备的充电时段期间被减少或消除。

在一些实施例中，可进一步存在附加的能量储蓄器（例如附加的电容性储蓄器）。如果导向器开关部件的电源的长期存储设备211已被完全地充电，则通过平衡策略的使用汲取的任何附加的功率可被存储在附加的电容性储蓄器中。这样的附加的电容性储蓄器应当具有足够的电容以允许用于多个供应循环的平衡策略的操作。在附加的电容性平衡储蓄器变得完全充电的事件中，它可保持被充电以支持任何可能的供应功率的损失。然而，如果再次要求平衡动作，则在它再次被使用之前，它可通过经过例如电阻性撬棒将它的功率耗散来迅速放电。备选地，dc-dc转换器或能量存储电路可被配置，使得它们具有再生式的特征。在那种情况中，存储的能量可在合适的点处被返回到功率系统中。图10图示具有浮置电源以及还有附加的平衡储蓄器1001的导向器开关部件，所述浮置电源带有用于确保栅极电子设备204的功率源的长期存储设备211，所述附加的平衡储蓄器1001带有撬棒电路，因此在被要求时可将它放电。可由导向器开关部件控制器1002控制长期存储设备和平衡储蓄器1001，所述导向器开关部件控制器1002可监测箝位电容器202的电压。

每个导向器开关部件的导向器开关部件控制器可提供它关联的箝位电容器的电压的周期性测量到更高电平的导向器开关控制器。图11图示具有包括多个导向器开关部件200的导向器开关104的转换器臂1100的至少部分。每个导向器开关部件可提供关联的箝位电容器的电压vcl1-vcln的周期性测量到导向器开关控制器1101。这样的导向器开关控制器可确定在箝位电容器之间是否存在任何电压不平衡并且确定合适的控制信号cnt1至cntn以控制导向器开关部件在电压平衡模式中操作。操作的电压平衡模式可被应用到所有的导向器开关部件，或在至少一些实例中，仅被应用到严重不平衡的那些导向器开关元件。另外地或备选地，例如如果箝位电容器两端的电压超过高或低阈值窗口，则可由开关部件控制器1002在局部基础上激活操作的平衡模式。

将领会，在上面描述的实施例中，浮置电源的输入dc/dc转换器被控制成在短期内表现为恒定功率负载，但是在更长期内操作可（例如通过变化dc/dc转换器何时是有效的或改变功率电平）被变化，以便在更长的时间尺度内表现为电阻性负载。在一些实施例中，将可能的是，替代地控制浮置电源的dc/dc转换器以在短期内表现为电阻器，即，汲取与其输入端子两端的电压成比例的电流。

图12图示了这样的实施例，其中浮置电源的dc/dc转换器209由控制器1201控制。箝位电容器的电压vcl可被供应到第一控制块1202，所述第一控制块1202模拟电阻器并且确定用于dc/dc转换器的合适的电流ir以表现为电阻性负载。电流可被供应到电流控制器1203以作为用于控制dc/dc转换器209的输入电流i输入。

此方法具有失去对于输出电压的控制的缺点。然而，为了克服那个问题，可将大容量存储系统1205（例如比较大的电容器）连接到dc-dc转换器209的输出以保持输出电压在上和下阈值边界之内。为了提供期望的控制，电压监测块1204可相对于下和上阈值（带有应用的滞后）监测存储系统1205的电压，并且因此监测输出电压。另外的电压监测器1208可被布置成关于另外的阈值电平来监测箝位电容器202的电压。如果输出电压下降至低于下阈值电平，则电压监测器1204将生成用于大容量存储电容器1205的充电的控制信号直到输出电压达到上阈值电平。然而，仅在输入箝位电容器电压高于如由块1208监测的另外的阈值时，那个充电将被使能。在由监测块1204和1208定义的两种条件被同时满足时，则由电流供应块1207定义的额外负载电流将被加到将由dc-dc转换器汲取的电阻性电流需求ir以作为输入电流i输入。如果输出电压变得过高，则可激活撬棒电路1206以使它放电。

除控制浮置电源表现为电阻性负载之外，或者代替控制浮置电源表现为电阻性负载，在一些实施例中，可通过布置一个或多个负载电阻器以便提供电阻性负载来提供箝位电容器的电阻性负载。这样的（一个或多个）负载电阻器可被布置在一个或多个不同的位置中，例如，如在图13a中所图示的，在箝位二极管203两端，在箝位电容器202两端和/或在igbt110两端。图13a图示了具有如之前描述的导向器开关110和箝位电容器202以及缓冲器二极管203的开关部件，所述开关部件带有在此示例中被操作作为恒定功率负载的浮置电源208。还存在至少一个负载电阻器1301。图1301示出在缓冲器二极管203两端耦合（即与缓冲器二极管203并联）的负载电阻器。

在使用中，单独的开关部件的箝位电容器将处于某个电压电平vc并且根据功率要求将从箝位电容器202汲取某个电流ic。如在图13b中示出的，低于箝位电容器的某个电压电平v1，浮置电源的恒定功率特性将支配并且汲取的电流将根据功率需求p和电压vc、根据关系p/vc来变化。然而，高于电压电平v1，负载电阻器的效果将开始接管并且从箝位电容器汲取的电流将遵循电阻性负载曲线，即，根据vc/rl，其中rl表示负载电阻器的有效电阻。

实施例可因此包括具有合适的电阻值的一个或多个负载电阻器，使得在其下电阻性特性开始支配的电压电平v1处在开关部件的箝位电容器202的电压的正常预期的范围内。换言之，在其下电阻性效应开始支配的电压v1低于用于开关部件的箝位电容器202的标称操作电压。

如提到的，可存在一个或多个这样的负载电阻器，例如负载电阻器可另外地或备选地被布置成与如在图13a中图示的箝位电容器202并联。

本领域技术人员将领会，负载电阻器将会是除通常提供的任何电阻器之外或替代通常提供的任何电阻器的，并且将执行与通常提供的任何电阻器不同的功能，例如重置箝位电容器两端的电压、允许为了安全的箝位电容器的缓慢放电或提供igbt两端的静态平衡。例如，如上面提到的，vsc的一些设计可已经包括在缓冲器二极管203两端并联连接的放电电阻器。此放电电阻器意图允许在系统断电之后箝位电容器电压的缓慢放电并且因此具有高电阻值。同样地，放电电阻器可与箝位电容器并联连接以允许在系统关闭电源之后的缓慢放电。此外，这要求高电阻值。对于这样的高值电阻，在其下电阻性效应将支配恒定功率负载特性的电压值将彻底地处于箝位电容器的正常操作电压之外。因此在标称参数内的正常（即非故障的）操作期间，常规的开关部件将仅根据恒定功率负载来表现，并且放电电阻器的值将不提供在电压平衡模式中的操作。同样地，通常可在开关元件110两端提供平衡电阻器以确保在关断状态下串联连接的开关元件两端的正确电压平衡，可选取这样的电阻器以具有相对高的值来提供仅比开关元件110的关断状态泄漏电流稍微高的电流。此外，负载电阻器的电阻值将与常规的平衡电阻器的电阻值显著地不同，并且因此将提供不同的负载响应。

即使在极端操作条件下（例如在存在显著电路不匹配的情况下高恒定功率负载被汲取），上面描述的方法和设备因此实现箝位电容器的平衡。本文中描述的技术还允许在箝位电容器已被外部干扰扰动之后的箝位电容器的平衡的恢复。然而仅当箝位电容器不平衡时采取任何校正动作，然后回到理想的开关模式。这提供在正常条件下的非常稳定的操作。由于平衡箝位电容器的结果，各种半导体开关元件两端的电压因此被平衡。

已关于aac类型转换器描述各种实施例，但将领会，本技术适用于包括由具有开关元件的导向器开关部件形成的导向器开关和在开关元件两端连接的箝位电容器的任何类型的vsc，其中这样的导向器开关部件还具有从箝位电容器汲取功率的浮置电源。

应当注意，以上提到的实施例说明而不是限制发明，并且那些本领域技术人员将能够设计许多备选实施例而不背离所附权利要求的范围。词语“包括”并不排除不同于在权利要求中列出的那些元件或步骤的元件或步骤的存在，一（“a”或“an”）并不排除复数，并且单个特征或其他部件可实现在权利要求中记载的几个部件的功能。权利要求中的任何参考符号不应当被解释为限制它们的范围。