本发明涉及异步电机矢量控制领域，具体地说，特别涉及到一种基于双广义积分器锁频环估算转子位置的磁链观测算法。
背景技术：
目前，无传感器技术是电机控制领域的一个重点研究方向，传统的异步电机转子同步角频率估计方法有反电势法，锁频环法，定子磁链法等，但反电势法估计误差较大，估计出的同步角频率需经低通滤波后才可用于磁链观测，实际中应用较少；锁相环法需用到三角函数，增加了计算量；定子磁链法使用观测到的定子磁链求解异步电机同步角频率，同步角频率和定子磁链的计算误差会相互影响以致恶化。
技术实现要素：
本发明的目的在于针对现有技术中的不足，提供一种快速锁定异步电机转子频率的控制方法，以解决现有技术中存在的问题。
本发明所解决的技术问题可以采用以下技术方案来实现：
一种快速锁定异步电机转子频率的控制方法，包括如下步骤：
1)将异步电机的三相端电压经过滤波得到三相反电动势，再经过clarke变换，得到定子反电动势eα和eβ，然后将eα和eβ输入两个sogi-qsg模块，从给定的正弦信号中获得两个正交的输出信号，其用于在输出端削弱高次谐波畸变的影响；
2)将步骤1)所得到的正交的输出信号经过增益归一化的计算，实现电压信号中的频率精确估计；
3)将步骤2)中得到的频率应用到磁链观测算法中，同时将定子反电动势eα和eβ和定子电流作为输入变量，经过低通滤波器lpf之后再经过高通滤波器hpf，从而解决相位初始问题，并消除直流偏置带来的影响。
进一步的，所述步骤1)的具体方法如下：
根据检测到的电机实际转速和输入的基准转速相比较，利用转矩和转速的关系，通过速度pi控制器计算取得定了电流转矩分量iq的参考量iqref，同时通过相电流检测电路提取电流、通过clarke变换将其变换到两相静止坐标系中，再通过park变换，将它们转换到dq旋转坐标系中，再将dq坐标系中的电流信号与它们的参考电流idref，iqref分别进行比较，通过pi控制器获得dq旋转坐标系下的电压信号ud和uq；ud和uq经过park逆变换得到两相静止坐标系下的电压信号uα和uβ，然后将其送入svpwm中产生控制脉冲，通过控制脉冲用于控制三相逆变器的各种开关状态，进而得到控制定子三相对称绕组的实际电流；
在两相静止坐标系中，估算定子反电动势eα和eβ的频率需要两个sogi-qsg模块，通过clarke变换，可得到两相静止坐标系下的正负序电压表达式：
根据上述公式，可得双二阶广义积分器，然后通过双二阶广义积分器的二阶自适应滤波法，从给定的正弦信号中获得两个正交的输出信号，并且能在输出端削弱高次谐波畸变的影响；
同时由于两个输入信号具有相同的频率，因此，双二阶广义积分器使用同一个锁频环，此结构称作dsogi-fll，其中由α，β信号发生器所产生的频率误差信号可通过计算误差信号平方根的方法合并：
二维锁频环增益通过使用正序模值二次方和，如
进一步的，所述步骤2)的具体方法如下：
当100v/50hz的三相输入电压v在t＝0.5s时幅值降为额定值的50％而频率的大小没有改变的情况下，控制参数
当100v/50hz的三相输入电压v在0.5s时频率由50hz降为45hz而幅值没有发生变化时，控制参数的取值与上述情况相同；该值用于fll增益归一化，使得频率自适应过程的整定时间ts约为100ms。
进一步的，所述步骤3)的具体方法如下：
在磁链观测模型中，将输入反电动势经过低通滤波器lpf后再经过高通滤波器hpf，其用于解决相位初始问题，并消除直流偏置带来的影响；
所述低通滤波器lpf的截止频率ωcl设置为k1倍的同步频率，高通滤波器hpf的截止频率ωch设置为k2倍的同步频率，ωcl按照截止频率的最优范围为0.2～0.3；其设定为1/2k1，此处取k1＝0.2，k2＝0.1；所述同步频率即为dsogi-fll输出的角频率，通过计算得出的
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
1)本发明通过检测出的三相输出电压用于双二阶广义积分器锁频环的计算，得出实时准确的转子旋转角频率。再将该角频率用于磁链观测算法的计算，得到准确的换相时刻的位置角和转速，从而控制异步电机稳定的运行。
2)本发明的应用可以实时监测电机转子频率的变化，并能快速跟踪锁定定子电压变化后的幅值和频率，有效避免频率估算的误差导致对磁链观测算法产生的影响，提高异步电机无位置传感器运行的性能。
附图说明
图1为本发明所述的异步电机无位置传感器控制框图。
图2为本发明所述的双二阶广义积分器结构图。
图3为本发明所述的基于双二阶广义积分器锁频环的结构图。
图4为本发明所述的磁链观测结构图。
图5a和5b为输入信号发生电压跳变时的正交信号和所检测到的频率图。
图5c和5d为输入信号发生频率跳变时的正交信号和所检测到的频率图。
图6a为三相定子电流波形示意图。
图6b为转矩波形图。
图6c为转速波形图
图6d为电流id和iq波形图。
具体实施方式
为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。
本发明所述的一种基于双广义积分器锁频环估算转子位置的磁链观测算法，其主要包括如下三个步骤：
1)将异步电机的三相端电压经过滤波得到三相反电动势，再经过clarke变换，得到定子反电动势eα和eβ，将定子反电动势输入两个sogi-qsg模块，从而从给定的正弦信号中获得两个正交的输出信号，这样能在输出端削弱高次谐波畸变的影响。
2)将步骤1)所得到的正交输出信号经过增益归一化的计算，实现电压信号中的频率精确估计。
3)将步骤2)中得到的频率应用到磁链观测算法中，同时将定子反电势，定子电流作为输入变量，经过低通滤波器lpf之后再经过高通滤波器hpf，以解决相位初始问题，并消除直流偏置带来的影响。
步骤1)的具体方法如下：
图1为异步电机转速电流双闭环的系统控制框图。采用励磁电流id＝0控制。根据检测到的电机实际转速和输入的基准转速相比较，利用转矩和转速的关系，通过速度pi控制器计算取得定了电流转矩分量iq的参考量iqref，同时通过相电流检测电路提取电流、通过clarke变换将其变换到两相静止坐标系中，再通过park变换，将它们转换到dq旋转坐标系中，再将dq坐标系中的电流信号与它们的参考电流idref，iqref分别进行比较，通过pi控制器获得dq旋转坐标系下的电压信号ud和uq；ud和uq经过park逆变换得到两相静止坐标系下的电压信号uα和uβ，然后将其送入svpwm中产生控制脉冲，通过控制脉冲用于控制三相逆变器的各种开关状态，进而得到控制定子三相对称绕组的实际电流；
在两相静止坐标系中，估算定子反电动势eα和eβ的频率需要两个sogi-qsg模块，通过clarke变换，可得到两相静止坐标系下的正负序电压表达式：
根据上述公式，可得如图2所示的双二阶广义积分器，然后通过双二阶广义积分器的二阶自适应滤波法，从给定的正弦信号中获得两个正交的输出信号，并且能在输出端削弱高次谐波畸变的影响；
同时由于两个输入信号具有相同的频率，因此，双二阶广义积分器使用同一个锁频环，此结构称作dsogi-fll，其中由α，β信号发生器所产生的频率误差信号可通过计算误差信号平方根的方法合并：
二维锁频环增益通过使用正序模值二次方和，如
所述步骤2)的具体方法如下：
参见图5a和5b，当100v/50hz的三相输入电压v在t＝0.5s时幅值降为额定值的50％而频率的大小没有改变的情况下，控制参数
参见图5c和5d，当100v/50hz的三相输入电压v在0.5s时频率由50hz降为45hz而幅值没有发生变化时，控制参数的取值与上述情况相同；该值用于fll增益归一化，使得频率自适应过程的整定时间ts约为100ms。
所述步骤3)的具体方法如下：
在磁链观测模型中，将输入反电动势经过低通滤波器lpf后再经过高通滤波器hpf，其用于解决相位初始问题，并消除直流偏置带来的影响；
所述低通滤波器lpf的截止频率ωcl设置为k1倍的同步频率，高通滤波器hpf的截止频率ωch设置为k2倍的同步频率，ωcl按照截止频率的最优范围为0.2～0.3；其设定为1/2k1，此处取k1＝0.2，k2＝0.1；所述同步频率即为dsogi-fll输出的角频率，通过计算得出的
最后将磁链观测算法得出的同步位置角代入矢量控制系统中，从而稳定的控制电机的运行，电机运行参数波形图如图6所示。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。