本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种开关电源电路的pfwm控制系统。
背景技术：
boost升压电路与单端、双端型dc-dc转换器(反激fly-back、buck-boost、正激式forward、buck-boost、推挽式、sepic或zeta)组合的开关电源电路，可以实现升压再转换输出，以及交流功率因数校正的功能。
电器设备连接于交流电网的ac-dc电源，需满足iec61000-3-2的对电流谐波的强制要求。针对不同的设备和应用，iec61000-3-2提出了classa，classb，classc，classd的电流谐波的限制标准。
当前的开关式稳压电源技术，主要依靠以下方案来应对：classa：80w以下电源，无需措施就能满足；80～120w电源，使用被动元件(电感，电阻)的被动式pfc(功率因数校正)电路；80w～以上电源都可以使用主动式pfc电路(传统boost电路)。classb：100w以下电源，无需措施就能满足；100～150w电源，使用被动元件(电感，电阻)的被动式pfc电路；100w～以上电源使用主动式pfc电路(传统boost电路)。classc：主动式pfc电路(传统boost电路)。classd：主动式pfc电路(传统boost电路)。
实现功率因数校正的pfc电路，分为主动式和被动式，以下是其性能比较：电阻被动式pfc实现方式简单，极低成本，但损耗很大，温度高，功率因数低，不适合大功率电源，不适合classc，classd设备。电感被动式简单，低成本，但损耗略大，功率因数低，不适合大功率电源，不适合classc，classd设备。boost升压电路(主动式pfc电路)功率因数高，效率高，可设计满足classc，classd设备要求，适合大中小功率，为获得最佳的电流谐波抑制效果，当前的开关式稳压电源技术，主要采用主动式功率因数校正电路(activepowerfactorcorrection或activepfc)来应对。但电路复杂，元件数量多，成本高，体积大。如图1所示的主动式pfc(boost升压电路)是效果最好的功率因素校正电路。
传统的含主动式功率校正电路的开关式稳压电源，由整流电路500，boost-pfc电路400和dc-dc转换器300组成。实际电路拓扑如图1，其中dc-dc转换器300可为反激或正激，boost-pfc电路400和dc-dc转换器300各自独立工作，由分别的pfc反馈pwm控制单元100和dc-dc反馈pwm控制单元200控制。boost-pfc电路的原理是：1)q200导通，电感l100被交流输入到c100的电压励磁储能。2)q200截止，l100上的感生电压和交流输入到c100上的电压叠加，对c200充电。如此，c200上的电压永大于交流输入电压，故boost是升压拓扑。q200的占空比由pfc反馈pwm控制单元控制，以达到c200上稳定的电压输出(一般为380vdc)。上述传统的电路方式中，能实现很高的功率因数，能够满足iec61000-3-2的要求，但会产生以下的问题：(1)需要复杂的pfcpwm控制回路以提高功率因数；(2)需要供电电路给pfcpwm控制回路；(3)需要独立的开关器件及驱动电路，以及电流取样电阻r100；(4)需要比较大的基板空间，电路设计困难；(5)元件多，成本高；
这种boost升压电路和dc-dc转换电路的组合，性能优异，但由于有两个独立的电路构成，有各自的功率开关元件，有各自的反馈控制和驱动回路，成本高，体积大。
于是技术上出现了单级pfc电路，或称反激pfc电路，对交流输入的电压全波整流后直接用反激转换输出(图2)。这种电路只有一个反馈控制单元，只有一个功率开关元件，大大降低了成本，减小了体积。但由于输入pfc电容c1需要极小才能达到良好的pfc效果，所以没有储能电容效果，不能达到较长的掉电输出保持时间(holduptime)，不能满足工业，医疗，通讯绝大多数的电源应用，也不能满足电压瞬断(voltagedip，iec61000-4-11)的强制性抗电网波动的emc要求。又因为其对pfc电容c1上的交流输入的全波整流波形进行反馈控制稳压，与具备很大储能电容输出稳定电压的boostactivepfc电路相比，纹波很大。单级pfc电路仅限用于小于30w的照明等电源中，因其输出含很大的工频纹波，对眼睛视力不利，有被淘汰的趋势。
技术的更新，出现了单管boost和dc-dc转换电路组合的开关电源电路(图3)。这种由单管(开关元件)q1同时实现boost和dc-dc的转换，可以实现提高功率因数，减少电流谐波，又能减少元件数量，减少成本，减小电源体积。由此，新的二合一控制方法将代替传统的独立的boost和dc-dc的pwm控制方法。
单管boost和dc-dc转换电路组合，如果采用传统dc-dcpwm控制方法来控制(如图4所示)，工作原理如下：dc-dc转换电路采用pwm控制，对dc-dc的输出参数如电压，电流，功率进行监视反馈，通过自动控制方法(如pid，零极点法)运算出pwm的占空比duty，在预设(一般通过控制芯片设定)的固定频率f下，形成pwm驱动波形，控制开关元件q2的导通和截止。
如图3，当q1导通时，储能电容c2，开关元件q2，变压器t1构成dc-dc的初级侧反激功率回路，t1储存dc-dc转换的能量。同时，pfc电容c1，开关元件q2，boost电感l1构成boost回路，l1储存boost的能量。当q1截止时，t1储存的能量释放到次级侧，对负载输出能量，完成反激转换。boost电感l1储存的能量感生电压，与boost电容c1的输入整流电压叠加，形成升压，通过t1的初级线圈np，对储能电容c2充电，完成boost升压。利用dc-dc转换器的pwm控制方式控制开关元件q1，使dc-dc转换电路可以如传统方式一样工作，通过脉冲宽度占空比调节输出；boost部分则没有反馈控制的过程，其pwm驱动完全跟dc-dc一致。然而dc-dc转换器的pwm控制，都有最大占空比限制，反激类最大一般为80％，正激类，半桥类，全桥类，推挽类一般小于50％，如此，boost电路的占空比也受到限制，不能达到传统boost电路的100％，不能在交流输入的电压接近零附近，以接近100％的占空比实现能量转换；同时，boost放电回路有一部份能量通过主变压器t1传输给输出，以致在储能电容c2上的电压，可能出现小于输入交流电压波峰的状态，这样，在输入电压的波峰时，出现经过整流元件d1直接对储能电容c2充电的尖峰电流，造成输入电流波形的畸变，谐波电流的抑制不足够的缺陷，这种缺陷一般发生在低输入交流的条件下(如图5所示)。
技术实现要素：
本发明的目的在于提供一种开关电源电路的pfwm控制系统，以解决现有的boost升压电路的由于占空比受到限制而引起boost转换能量不够，造成pfc电路输入电流畸变的问题。
为解决上述技术问题，本发明提供一种开关电源电路的pfwm控制系统，所述开关电源电路的pfwm控制系统对开关电源电路的输出电压、输出电流或输出功率进行控制，
所述开关电源电路的pfwm控制系统包括占空比控制单元、频率控制单元和pfwm信号生成模块；
所述开关电源电路包括boost转换电路和dc-dc转换器；
所述占空比控制单元对所述dc-dc转换器的输出电压、输出电流或输出功率进行采样，并根据采样结果计算所述开关电源电路的开关器件的工作占空比；
所述频率控制单元对所述boost转换电路的输入电压或输出电压进行采样，并根据采样结果计算所述开关电源电路的开关器件的工作频率；
所述pfwm信号生成模块根据所述工作占空比和所述工作频率合成pfwm驱动信号；
所述pfwm驱动信号驱动所述boost转换电路和所述dc-dc转换器的开关器件，以控制所述dc-dc转换器提供给负载的输出电压、输出电流或输出功率。
可选的，在所述的开关电源电路的pfwm控制系统中，所述占空比控制单元包括依次连接的第一参数检测电路、第一反馈处理模块、pwm控制模块，其中：
所述第一参数检测电路对所述dc-dc转换器的输出电压、输出电流或输出功率进行采样，形成所述dc-dc转换器输出电压、输出电流或输出功率的采样结果，并将所述dc-dc转换器输出电压、输出电流或输出功率的采样结果和相应的设定值提供至所述第一反馈处理模块；
所述第一反馈处理模块比较所述dc-dc转换器输出电压、输出电流或输出功率的采样结果和所述相应的设定值，并根据所述dc-dc转换器输出电压、输出电流或输出功率的采样结果和所述相应的设定值的比较结果计算自动控制的占空比值；
所述pwm控制模块将所述占空比值提供至所述pfwm信号生成模块。
可选的，在所述的开关电源电路的pfwm控制系统中，所述频率控制单元包括依次连接的第二参数检测电路、第二反馈处理模块、pfm控制模块，其中：
所述第二参数检测电路对所述所述boost转换电路的输入电压或输出电压进行采样，形成所述boost转换电路的输入电压或输出电压的采样结果，并将所述boost转换电路的输入电压或输出电压的采样结果和相应的设定值提供至所述第二反馈处理模块；
所述第二反馈处理模块比较所述boost转换电路的输入电压或输出电压的采样结果和所述相应的设定值，并根据所述boost转换电路的输入电压或输出电压的采样结果和所述相应的设定值的比较结果计算自动控制的频率值；
所述pfm控制模块将所述频率值提供至所述pfwm信号生成模块。
可选的，在所述的开关电源电路的pfwm控制系统中，所述频率控制单元还包括输入电压相位采样电路，所述输入电压相位采样电路对所述boost转换电路的输入电压的相位进行采样，并形成相位采样值，提供至所述第二参数检测电路，所述相位采样值使所述boost转换电路的输入电压的瞬时值与所述频率值成正比。
可选的，在所述的开关电源电路的pfwm控制系统中，所述开关电源电路还包括防谐振电流器件，所述开关电源电路的pfwm控制系统包括修复模块，所述pfwm信号生成模块将所述pfwm驱动信号提供至所述修复模块，所述修复模块调节所述防谐振电流器件的工作占空比和工作频率。
可选的，在所述的开关电源电路的pfwm控制系统中，所述开关电源电路的pfwm控制系统还包括交流输入电压检测模块、运算和逻辑处理模块和最大占空比限制模块，
所述交流输入电压检测模块对boost转换电路的输入电压进行监视；
所述运算和逻辑处理模块通过计算或逻辑判断，获得防止boost转换电路的boost电感饱和的最大占空比；
所述最大占空比限制模块控制提供至pfwm信号生成模块的占空比值不超过最大占空比。
在本发明提供的开关电源电路的pfwm控制系统中，通过占空比控制单元对dc-dc转换器的输出电压、输出电流或输出功率进行采样，并根据采样结果调节所述开关电源电路的开关器件的工作占空比，频率控制单元对boost转换电路的输入电压或输出电压进行采样，并根据采样结果调节所述开关电源电路的开关器件的工作频率，提供既能保留dc-dc的pwm反馈控制，又能反馈控制boost电路的综合控制驱动信号，以解决避免boost电路由于受限于dc-dc的pwm而不能实现充分调整输出的缺陷。
附图说明
图1～3是现有的含功率因数校正电路的boost-pfc的反激式开关电源示意图；
图4是现有的开关电源电路的pfwm控制系统电路示意图；
图5是现有的开关电源电路的pfwm控制系统影响下输入电流波形示意图；
图6是本发明的一实施例的开关电源电路的pfwm控制系统示意图；
图7是本发明的开关电源电路的pfwm控制系统和现有控制系统影响下电流波形示意图；
图8是本发明的另一实施例的开关电源电路的pfwm控制系统示意图；
图9是本发明的另一实施例的开关电源电路的pfwm控制系统示意图；
图10是本发明的另一实施例的开关电源电路的pfwm控制系统示意图；
图11是本发明的另一实施例的开关电源电路的pfwm控制系统的控制方法示意图；
图12是本发明的另一实施例的开关电源电路的pfwm控制系统示意图；
图13是本发明的另一实施例的开关电源电路的pfwm控制系统示意图；
图14是本发明的另一实施例的开关电源电路的pfwm控制系统示意图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本发明提出的开关电源电路的pfwm控制系统作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
本发明的核心思想在于提供一种开关电源电路的pfwm控制系统，以解决现有的boost升压电路的由于占空比受到限制引起boost转换能量不够，而造成pfc电路输入电流畸变的问题。
为实现上述思想，本发明提供了一种开关电源电路的pfwm控制系统，所述开关电源电路的pfwm控制系统对开关电源电路的输出电压、输出电流或输出功率进行控制，所述开关电源电路的pfwm控制系统包括占空比控制单元、频率控制单元和pfwm信号生成模块；所述开关电源电路包括boost转换电路和dc-dc转换器；所述占空比控制单元对所述dc-dc转换器的输出电压、输出电流或输出功率进行采样，并根据采样结果计算所述开关电源电路的开关器件的工作占空比；所述频率控制单元对所述boost转换电路的输入电压或输出电压进行采样，并根据采样结果计算所述开关电源电路的开关器件的工作频率；所述pfwm信号生成模块根据所述工作占空比和所述工作频率合成pfwm驱动信号；所述pfwm驱动信号驱动所述boost转换电路和所述dc-dc转换器的开关器件，以控制所述dc-dc转换器提供给负载的输出电压、输出电流或输出功率。
本发明的一实施例提供一种开关电源电路的pfwm控制系统，如图6、8～10、12～14所示，所述开关电源电路的pfwm控制系统对开关电源电路40的输出电压、输出电流或输出功率进行控制，所述开关电源电路的pfwm控制系统包括占空比控制单元10、频率控制单元20和pfwm信号生成模块30；所述开关电源电路40包括boost转换电路和dc-dc转换器；所述占空比控制单元10对所述dc-dc转换器的输出电压、输出电流或输出功率进行采样，并根据采样结果计算所述开关电源电路40的开关器件的工作占空比；所述频率控制单元20对所述boost转换电路的输入电压或输出电压进行采样，并根据采样结果计算所述开关电源电路40的开关器件的工作频率；所述pfwm信号生成模块30根据所述工作占空比和所述工作频率合成pfwm驱动信号；所述pfwm驱动信号驱动所述boost转换电路和所述dc-dc转换器的开关器件，以控制所述dc-dc转换器提供给负载的输出电压、输出电流或输出功率。
本发明对dc-dc转换器的控制可以如传统方式一样工作，对dc-dc的输出参数如电压，电流，功率进行监视反馈，通过自动控制方法(如pid，零极点法)运算出pwm的占空比duty。不同的dc-dc转换电路，其输出电压vout都是占空比duty的函数，vout＝f(duty)，如：
反激flyback：vout＝vdc*ns/np*duty/(1-duty)
正激forward：vout＝vdc*ns/np*duty
buck：vout＝vdc*duty
其中，vdc是储能电容c2上电压；ns/np是变压器次级对初级的匝数比；可见，dc-dc转换电路的输出可以通过pwm的占空比来调整控制。
对boost升压部分的控制，监视boost电路的参数状态，如输入电压，或相位，或电流，或boost输出电压(储能电容c2的电压)，boost电流，通过逻辑判断，或运算，或自动控制(pid或零极点法等)调节boost输出功率至储能电容c2上，形成电压能量。boost输出功率是工作频率f以及占空比duty的函数pout＝f(f，duty)：
pout＝vin×vdc×duty×(1-duty)/(2×f×l)
其中，pout是boost的平均输出功率；vin是输入交流经整流后的瞬时电压；l是boost电感l1的感抗。如此，boost转换电路的输出功率可以在duty被dc-dc决定的条件下，通过工作开关频率f来调整输出。
由dc-dc转换电路的反馈控制，运算出占空比duty，由boost电路的反馈控制，运算出工作频率f，两者组成脉冲频率和宽度调制的pfwm(pulsefrequencyandwidthmodulation)脉冲驱动，同时控制调整boost和dc-dc的功率输出。
根据本发明，能够提供一种让boost升压电路与pwm型dc-dc转换器使用同一种含频率调制的脉宽调制的pfwm信号驱号，实现boost升压再转换输出，又能实现电源交流功率因数校正(pfc)的控制方法。传统的boost和dc-dc使用各自独立的pwm控制，无法驱动图3的单管boost和dc-dc转换电路组合的开关电源电路；pfwm方法驱动信号既能驱动单管boost和dc-dc转换电路组合，也能适合传统的独立boost和独立dc-dc的电路组合，使用范围更广，并且本发明的pfwm控制方法，比传统的独立的2个boost和dc-dcpwm控制器，成本更低，体积更小。本发明涉及一种开关电源电路的pfwm控制方法，电源的boost升压电路与pwm型dc-dc转换器组合使用同一种含频率调制，脉宽调制的pfwm信号驱号，可以驱动并实现boost升压再转换控制输出，能实现电源交流功率因数校正的功能。
如图8～10、12～14所示，所述开关电源电路40包括boost电感l1、boost电容c1、储能电容c2、变压器或dc-dc电感t1、第一开关器件q1、输出整流元件ds1、滤波电容cs1、第一整流电路和第二整流电路，其中：所述第一开关器件q1可为场效应晶体管、双极型晶体管、igbt、碳化硅或氮化镓管等；所述第一整流电路与所述储能电容c2构成第一整流回路；所述第二整流电路与所述boost电容c1构成第二整流回路；所述第一整流回路输出与所述储能电容c2及所述boost电容c1同端相连接；所述boost电感l1、所述boost电容c1、所述储能电容c2、所述变压器或dc-dc电感t1和所述第一开关器件q1构成boost转换电路；所述储能电容c2、所述变压器或dc-dc电感t1、所述第一开关器件q1、所述输出整流元件ds1和所述滤波电容cs1构成dc-dc转换器；当所述第一开关器件q1导通时，所述boost电感l1、所述boost电容c1和所述第一开关器件q1形成第一boost回路，所述boost电感l1储能；所述储能电容c2、所述第一开关器件q1和所述变压器或dc-dc电感t1形成第一dc-dc回路；当所述第一开关器件q1截止时，所述boost电感l1、所述boost电容c1、所述储能电容c2和所述变压器或dc-dc电感t1形成第二boost回路；所述变压器或dc-dc电感t1、所述输出整流元件ds1和所述滤波电容cs1形成第二dc-dc回路；所述滤波电容cs1的输出连接负载；所述占空比控制单元10计算所述第一开关器件q1的工作占空比，所述频率控制单元20计算所述第一开关器件q1的工作频率，以控制所述dc-dc转换器提供给负载的输出电压、电流或功率。
例如所述第一整流电路连接所述储能电容c2的两端；所述第二整流电路连接在所述boost电容c1的两端；所述boost电容c1的第一电极连接所述储能电容c2的第一电极和所述第一开关器件q1的源极，所述boost电容c1的第二电极连接所述所述boost电感l1的第一电极；所述boost电感l1的第二电极连接所述第一开关器件q1的漏极和所述dc-dc转换器的正输入端(变压器的初级线圈的输入端、buck-boost电感的输入端或zeta电感的输入端等)；所述储能电容c2的第二电极连接所述dc-dc转换器的负输入端或中间抽头(变压器的初级线圈的输出端、buck-boost电感的输出端或zeta电感的输出端等)；所述第一开关器件q1的控制极连接所述pfwm信号生成模块30的输出端；所述占空比控制单元10的输入端连接所述dc-dc转换器的输出端，即占空比控制单元10从dc-dc转换器的输出端采样其输出电压、输出电流或输出功率，并根据采样结果控制第一开关器件的工作占空比，以实现理想的输出电压值，所述频率控制单元20的输入端连接所述boost转换电路的输入端或输出端，即频率控制单元20从boost转换电路的输入端采样其电压瞬时值、有效值或相位，在其输出端采样其电压有效值或幅值，并根据采样结果控制第一开关器件的工作频率，以实现理想的输出电压值或功率。
本实施例的实现功率因数校正电路的原理是：q1为反激或正激dc-dc转换器的开关器件，同时又是pfc的主开关器件，其在pwm控制下，不仅完成dc-dc的功率传输过程中的驱动，同时完成输入功率因数校正的驱动。步骤如下：状态一，q1导通，boost电感l1被交流输入到c1，并流经d3，d4的电压励磁储能。同时q1驱动dc-dc转换器的变压器t1；当q1导通时，储能电容c2上的能量，通过q1，流进主变压器t1的初级线圈np，回路及方向如实线箭头所示，dc-dc转换的能量储存在t1内。同时，反映交流输入电压变化的boost电容c1上的能量，经过q1，流进boost电感l1，回路及方向如虚线箭头所示，boost型升压转换的能量储存在l1内。
状态二，q1截止，变压器t1实现交变能量传输。l1上的感生电压和交流输入到c1上的电压叠加，流经dc-dc主变压器t1的初级线圈，对c2充电；储存在t1内的能量，由于在初级侧没有释放回路，故通过次级线圈ns，经输出整流元件ds1，输出滤波电容cs1，释放给输出负载。如此完成了反激式dc-dc转换器的隔离能量转换和传输。同时，储存在boost电感l1中的能量，在q1截止后瞬间，产生感生电压，其与boost电容c1上的电压叠加后，经过主变压器t1的初级侧线圈对储能电容c2充电，完成boost升压转换。有一小部分能量通过t1传输给次级侧，没有损失浪费。boost升压pfc电路，通过boost电感l1，boost电容c1，分别在第一开关器件q1的导通和截止时间段，根据交流输入的电压和相位变化，从交流输入中汲取能量，使交流输入电流同步与交流输入电压，以实现功率因数校正的功能，能在元件数量和成本相比传统主动pfc大幅度减少的情况下，满足iec61000-3-2标准的要求。
状态三，当boost电感l1能量释放完毕，而q1继续截止时，会产生电流谐振，l1和t1如第q1导通时的状态一样，进行储能。当工作频率很高，谐振总电感(l1+t1)很大，此谐振电流很小，时间远大于q1截止时间，可以被忽略。如此，c2上的电压大于交流输入电压，完成boost升压。q1的占空比由pfwm信号生成模块30控制，通过反馈控制占空比以获得稳定的dc-dc电压输出，此pwm同时又控制pfc-boost升压，步调与dc-dc一致。另外，在pwm相同占空比下，c2上的电压和dc-dc调节占空比成正比关系，故此，pwm通过反馈，调节占空比来控制dc-dc输出的同时，同方向调整了c2上的电压，由此加大了反馈的增益，以利于dc-dc输出的纹波抑制。如果boost电感工作在连续电流模式，则不会出现状态三的boost电感与boost电容的谐振。
主动式pfc和反激式dc-dc转换器的二合一部分：初级侧的储能电容c2，第一开关器件q1，主变压器t1和次级侧的输出整流元件ds1，滤波电容cs1、占空比控制单元10以及pfwm信号生成模块30，构成单端反激式dc-dc转换器；第一开关器件q1，boost电感l1，boost电容c1，以及储能电容c2，构成boost型的主动式pfc电路。
具体的，在所述的开关电源电路中，所述第一整流电路包括第一整流器件d1和第二整流器件d2，所述第二整流电路包括第三整流器件d3和第四整流器件d4，所述第一整流器件d1和所述第二整流器件d2与第五整流器件d5和第六整流器件d6构成一全桥整流电路，所述第三整流器件d3和所述第四整流器件d4与所述第五整流器件d5和所述第六整流器件d6构成另一全桥整流电路。所述整流器件为二极管或场效应晶体管。
双整流部分：d1、d2、d5、d6，对交流输入电压进行全波整流，其能量储存在储能电容c2中，当boost电路工作后，boost输出能量使c2上的电压一般大于交流输入电压，交流输入电压不再对c2充电；当boost电路的能量输出不足于使c2上电压大于交流输入电压，交流输入可以继续对c2充电。d3～d6构成另一个全波整流回路，对boost电容c1进行充电，由于boost电容的容量小，c1上的电压，基本接近交流输入电压的全波整流后的波形。在主动式pfc-boost电路中，c1的主要作用是滤除高频开关噪音，以减小emi干扰。
具体的，所述占空比控制单元10包括依次连接的第一参数检测电路11、第一反馈处理模块12、pwm控制模块13，其中：所述第一参数检测电路11对所述所述dc-dc转换器的输出电压、输出电流或输出功率进行采样，形成所述dc-dc转换器输出电压、输出电流或输出功率的采样结果，并将所述dc-dc转换器输出电压、输出电流或输出功率的采样结果和相应的设定值提供至所述第一反馈处理模块12；所述第一反馈处理模块12比较所述dc-dc转换器输出电压、输出电流或输出功率的采样结果和所述相应的设定值，并根据所述dc-dc转换器输出电压、输出电流或输出功率的采样结果和所述相应的设定值的比较结果计算自动控制的占空比值；所述pwm控制模块13将所述占空比值提供至所述pfwm信号生成模块30。
另外，所述频率控制单元20包括依次连接的第二参数检测电路21、第二反馈处理模块22、pfm控制模块23，其中：所述第二参数检测电路21对所述所述boost转换电路的输入电压或输出电压进行采样，形成所述boost转换电路的输入电压或输出电压的采样结果，并将所述boost转换电路的输入电压或输出电压的采样结果和相应的设定值提供至所述第二反馈处理模块22；所述第二反馈处理模块22比较所述boost转换电路的输入电压或输出电压的采样结果和所述相应的设定值，并根据所述boost转换电路的输入电压或输出电压的采样结果和所述相应的设定值的比较结果计算自动控制的频率值；所述pfm控制模块23将所述频率值提供至所述pfwm信号生成模块30。
如图8所示，所述频率控制单元20还包括输入电压幅值采样电路24，所述输入电压幅值采样电路24对所述boost转换电路的输入电压的幅值进行采样，并形成第一采样值，提供至所述第二参数检测电路21，所述第一采样值和所述频率值成正比。对boost的输入电压(有效值)采样监视并通过逻辑控制运算，连续或不连续地调节频率f，以此f的pfm作为驱动，通过开关元件q1的开关，控制boost的输出功率。逻辑控制的原理是在低输入电压时，使用较低频率f，以增加boost输出功率，在高输入电压时，采用较高的频率f，可以减小变压器的磁感应强度，有利变压器的小型化。如图11所示，这种逻辑控制的运算可以是连续的函数f＝f(vin)，例如正弦半波或三角波，也可以是根据输入电压的范围分段设定f。逻辑控制的运算既可以用电路硬件实现，也可以用软件实现。
如图9所示，所述频率控制单元20还包括输出电压幅值采样电路25，所述输出电压幅值采样电路25对所述boost转换电路的输出电压的幅值进行采样，并形成第二采样值，提供至所述第二参数检测电路21，所述第二采样值通过比例-积分-微分控制得到所述频率值。boost控制的输入参数是boost输出电压，通过与设定电压比较，自动控制(pid)调节，以运算获得工作频率f，并且和dc-dc反激转换的占空比duty组成pfwm信号驱动开关元件q1。
如图10所示，所述频率控制单元20还包括输入电压相位采样电路26，所述输入电压相位采样电路26对所述boost转换电路的输入电压的相位进行采样，并形成相位采样值，提供至所述第二参数检测电路21，所述相位采样值使所述boost转换电路的输入电压的瞬时值与所述频率值成正比。对boost的输入交流的实时相位采样监视并通过逻辑控制运算，连续或不连续地调节频率f，以此f的pfm作为驱动，通过开关元件q1的开关，控制boost的输出功率。逻辑控制的原理是在输入交流正弦接近零时，使用较低频率f，以增加boost输出功率，在输入交流正弦波峰时，采用较高的频率f，可以减小boost电感的磁感应强度。如图11所示，这种逻辑控制的运算可以是连续的函数f＝f(vin)，例如正弦半波或三角波，也可以是根据输入电压的范围分段设定f。逻辑控制的运算可以用电路硬件实现，也可以用软件实现。
如图12所示，在所述的开关电源电路的pfwm控制系统中，所述开关电源电路40还包括防谐振电流器件，其中，在boost电感工作在不连续模式时，电流归零后，阻止储能电容对boost电感和boost电容的充电。例如防谐振电流器件为第二开关器件q2，则所述开关电源电路的pfwm控制系统包括修复模块31，所述pfwm信号生成模块30将所述pfwm驱动信号提供至所述修复模块31，所述修复模块31调节所述第二开关器件q2的工作占空比和工作频率。pfwm的驱动信号可以复制多路，以适合多个boost或dc-dc转换电路的开关元件的设计需要。开关元件q1，q2分别被两路pfwm信号驱动。q2的pfwm驱动信号，可以再修复，相对q1延长导通时间，以减小boost电流回路的导通阻抗，提高电源效率。
如图13所示，开关电源电路的pfwm控制系统具有对boost转换器的参数状态如输入瞬时电压的监视，通过逻辑或数学运算获得防止boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比duty(max)，以此限制pfwm的占空比。所述开关电源电路的pfwm控制系统还包括交流输入电压检测模块51、运算和逻辑处理模块52和最大占空比限制模块53，交流输入电压检测模块51对boost转换电路的交流的实时的输入电压进行监视，运算和逻辑处理模块52通过计算或逻辑判断，获得防止boost电感饱和的最大占空比，最大占空比限制模块53控制提供至pfwm信号生成模块的占空比值不超过最大占空比。boost电感的磁复位原理为：
vin*duty＝(vdc+vout*np/ns)*(1-duty)，
当vin比较高接近vdc时，boost电感可能不能磁复位而饱和。使用duty(max)限制可以防止其饱和。如duty设计值永小于50％，则无需duty(max)的限制。
图14是本发明的又一实施方式示意图。含两路pfwm驱动输出，分别驱动传统的boost和反激式dc-dc转换器的开关元件。工作原理是使用本发明的pfwm两路驱动信号，分别驱动boost的开关元件q2和dc-dc的开关元件q1。其不同于传统的boost和dc-dc使用各自独立的pwm控制驱动方法。本实施方法，覆盖了传统boost和dc-dc组合的应用，拓宽了本发明的pfwm控制方法的使用范围。
本发明提供一种开关电源电路的pfwm控制方法，对于boost升压和pwm(脉冲调宽)控制dc-dc转换器的电源拓扑组合，能使用同一种驱动信号，既能控制boost升压，又能控制dc-dc转换的控制方式。
本发明的开关电源电路的pfwm控制方法，针对boost升压电路和pwm控制dc-dc转换器拓扑的组合，通过反馈运算，产生一种带频率调制的pwm驱动信号，既控制并且实现对输入电压的boost升压，同时控制dc-dc转换器并且输出功率。
控制方法具备：对boost升压电路，取样boost电路的参数如输入电压的幅值或相位，电流，boost输出电压等参数状态，根据电压，电流的幅值，相位等参数反馈，运算得出pfm的工作频率f；对dc-dc转换输出电压，或电流或功率进行监视，通过反馈控制方式，运算得出pwm的工作占空比(duty)，将此pfm的频率f和pwm的占空比duty结合，形成带有频率调制一定占空比的pfwm控制驱动，驱动boost升压和反激，正激类dc-dc转换器的开关元件的闭合(导通)和关断(截止)，以实现开关电源升压再转换输出。
综上，上述实施例对开关电源电路的pfwm控制系统不同构型进行了详细说明，当然，本发明包括但不局限于上述实施中所列举的构型，任何在上述实施例提供的构型基础上进行变换的内容，均属于本发明所保护的范围。本领域技术人员可以根据上述实施例的内容举一反三。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。