本发明属于发电机柔性励磁系统技术领域，具体地说是一种中性点电压可控的三电平直流变换电路及其控制方法。
背景技术：
随着特高压直流、柔性直流的大量投运和新能源发电高渗透率趋势的迅猛发展，电力电子化电力系统在超低频功率振荡、次同步振荡、毫秒级无功电压支撑等电磁/机电混合领域的运行风险增加。励磁系统是同步发电机的重要组成部分，对电力系统的安全稳定运行有重要影响，充分利用励磁系统调控能力是提高电力系统稳定性最经济有效的手段之一。
基于半控器件晶闸管(scr)整流的常规励磁系统，受限于其控制速度慢、且仅可以控制器件开通无法控制关断，已难以适应电力电子化电网的运行需求。igbt等全控器件可以同时控制开通和关断，因此其控制响应速度和控制灵活性具有明显优势。目前已有国内外学者提出将igbt等全控器件构成的整流电路和斩波电路应用于发电机励磁系统，实现柔性励磁系统，在提供同步发电机直流励磁电流的同时，其交流侧可以控制无功电流分量，可以快速控制向同步发电机端注入或吸收无功。交流侧无功的毫秒级直接支撑能力可以显著提升机组的无功电压控制性能和响应速度，并为宽频带低频功率振荡、次同步振荡的抑制技术提供手段。
目前，柔性励磁系统拓扑结构主要为电压源型功率回路，通过三相全桥整流回路将励磁变交流电转换成直流，再通过dc‐dc斩波回路向转子输出励磁电压，其中，dc‐dc斩波回路以h桥或者h桥并联结构为主，能够输出两电平的直流电压，单个开关管动作对应两端电压的变化幅值为直流电压e。由于回路中的开关管在实际中并非理想器件，使用中开通和截止过程存在电流和电压波形交叠，产生功率器件的开关损耗，该损耗随动作时对应两端电压的变化量升高而增加，会使得整体系统效率下降；同时，更高的电压变化率也会带来更严重的电磁干扰问题；在直流输出侧，较大的输出电压电平变化也影响输出电压质量，使得电压纹波增加，共模电压更高，对电机轴电流和绝缘产生更大危害。尽管已有学者提出了基于双重h桥的三电平斩波电路，但该三电平斩波电路面临着中性点电压无法平衡控制的难题，在实际应用中反而加剧了控制电压的输出谐波。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是克服上述现有技术存在的缺陷，提供一种应用于发电机柔性励磁系统的中性点电压可控的三电平直流变换电路，以稳定控制三电平电路的中性点电压，降低开关动作时电压变化率，减小开关管开关损耗，改善输出电压质量，提高柔性励磁系统效率。
为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：一种中性点电压可控的三电平直流变换电路，其包括直流电源、第一电容器、第二电容器、第一组直流斩波电路和第二组直流斩波电路；
所述的第一电容器和第二电容器串联后并联于直流电源两端，直流电源的两端分别为正电压端和负电压端，两电容器之间的连接点为中间电压端；
所述的第一组直流斩波电路和第二组直流斩波电路通过正电压端、负电压端和中间电压端三点并联，第一组直流斩波电路的输出正端和第二组直流斩波电路的输出负端与负载串联；
所述的第一组直流斩波电路和第二组直流斩波电路均包括多个开关管和多个二极管。
本发明通过控制开关管的导通可构成多种控制模态，进而组合成多种时序模式，能实现负载工况的四象限电压控制运行，并能通过模态的切换达到控制三电平电路中性点电压平衡的目的。
作为上述技术方案的补充，所述的第一组直流斩波电路和第二组直流斩波电路均采用对称结构，具有四象限运行能力，通过开关管控制信号的改变即可实现倒极操作。
作为上述技术方案的补充，所述的第一组直流斩波电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第九二极管和第十二极管；
所述第一开关管的集电极连接正电压端，发射极连接输出正端；所述第二开关管的集电极与第九二极管的阴极串联，第二开关管的发射极连接输出正端，第九二极管的阳极连接中间电压端；所述第三开关管的发射极与第十二极管的阳极串联，第三开关管的集电极连接输出正端，第十二极管的阴极连接中间电压端；所述第四开关管的集电极连接输出正端，发射极连接负电压端；
所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管分别反向并联于第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的两端。
作为上述技术方案的补充，所述的第二组直流斩波电路包括第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第五二极管、第六二极管、第七二极管、第八二极管、第十一二极管和第二极管；
所述第五开关管的集电极连接正电压端，发射极连接输出负端；所述第六开关管的集电极与第十一二极管的阴极串联，第六开关管的发射极连接输出负端，第十一二极管的阳极连接中间电压端；第七开关管的发射极与第十二二极管的阳极串联，第七开关管的集电极连接输出负端，第十二二极管的阴极连接中间电压端；所述第八开关管的集电极连接输出负端，发射极连接负电压端；
所述第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管分别反向并联于第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的两端。
作为上述技术方案的补充，所述的第一组直流斩波电路中，所述的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管均采用igbt全控器件。
作为上述技术方案的补充，所述的第二组直流斩波电路中，所述的第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管均采用igbt全控器件。
本发明还提供上述三电平直流变换电路的控制方法，其将所述的第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管控制形成下列18种控制模态：
1)负载电流从输出正端流向输出负端时，
模态+pn：第一开关管和第八开关管同时开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过两电容器向负载输出电压；
模态+np：所有开关管均关闭，电流通过第四二极管和第五二极管续流，三电平直流变换电路通过两电容器向负载输出电压；
模态+po：第一开关管和第七开关管同时开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器向负载输出电压；
模态+on：第二开关管和第八开关管同时开通，其他管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器向负载输出电压；
模态+op：第二开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器向负载输出电压；
模态+no：第七开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第二电容器向负载输出电压；
模态+pp：第一开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第五二极管向负载输出电压为0；
模态+oo：第二开关管开通和第七开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路向负载输出电压为0；
模态+nn：第八开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第四二极管向负载输出电压为0；
2)负载电流从输出负端流向输出正端时，
模态-pn：所有开关管均关闭，电流通过第一二极管和第八二极管续流，三电平直流变换电路通过两电容器向负载输出电压；
模态-np：第四开关管和第五开关管同时开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过两电容器向负载输出电压；
模态-no：第四开关管和第六开关管同时开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第二电容器向负载输出电压；
模态-op：第三开关管和第四开关管同时开通，其他管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器向负载输出电压；
模态-on：第三开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第二电容器向负载输出电压；
模态-po：第六开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器向负载输出电压；
模态-nn：第四开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第八二极管向负载输出电压为0；
模态-oo：第三开关管开通和第六开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路向负载输出电压为0；
模态-pp：第五开关管开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第一二极管向负载输出电压为0。
作为上述控制方法的补充，所述的18种控制模态按下列8种时序控制模式实现直流变换电路的四象限运行控制：
模式1：正向电流正向最大电压控制：
(+pp)(+pn)(+nn)(+pn)(+pp)；
模式2：正向电流正向电压控制：
(+pp)(+po)(+oo)(+on)(+nn)(+on)(+oo)(+po)(+pp)；
模式3：正向电流反向电压控制：
(+pp)(+op)(+oo)(+no)(+nn)(+no)(+oo)(+op)(+pp)；
模式4：正向电流反向最大电压控制：
(+pp)(+np)(+nn)(+np)(+pp)；
模式5：反向电流反向最大电压控制：
(-pp)(-np)(-nn)(-np)(-pp)；
模式6：反向电流反向电压控制：
(-pp)(-op)(-oo)(-no)(-nn)(-no)(-oo)(-op)(-pp)；
模式7：反向电流正向电压控制：
(-pp)(-po)(-oo)(-on)(-nn)(-on)(-oo)(-po)(-pp)；
模式8：反向电流正向最大电压控制：
(-pp)(-pn)(-nn)(-pn)(-pp)。
作为上述控制方法的补充，所述8种时序控制模式通过调节各控制模态的时间占比达到调节输出电压功能。
作为上述控制方法的补充，所述模式2的时序控制中，通过调节+on模态和+po模态的占比比例实现中间电压的平衡控制；所述模式3的时序控制中，通过调节+no模态和+op模态的占比比例实现中间电压的平衡控制；所述模式6的时序控制中，通过调节-no模态和-op模态的占比比例实现中间电压的平衡控制；所述模式7的时序控制中，通过调节-on模态和-po模态的占比比例实现中间电压的平衡控制。
本发明具有以下有益效果：本发明可稳定控制三电平电路的中性点电压，降低开关动作时电压变化率，减小开关管开关损耗，改善输出电压质量，提高柔性励磁系统效率。本发明通过控制开关管的导通可构成多种控制模态，进而组合成多种时序模式，能实现负载工况的四象限电压控制运行，并能通过模态的切换达到控制三电平电路中性点电压平衡的目的。
附图说明
图1是本发明三电平直流变换电路图；
图2是本发明电流正向时的9种控制模态图；
图3是本发明三电平直流变换电路输出电压斩波波形示意图；
图4是本发明应用于自并励柔性励磁系统的示意图；
图5是本发明适用于单向电流的三电平直流变换简化电路图。
具体实施方式
以下结合说明书附图和具体实施例方式对本发明进行详细说明。
如图1所示，本发明提供一种应用于发电机柔性励磁系统的三电平直流变换电路，包括直流电源e、第一电容器c1、第二电容器c2、第一组直流斩波电路tl1和第二组直流斩波电路tl2。
所述的第一电容器c1和第二电容器c2串联后并联于直流电源e两端，直流电源e的两端分别为正电压端p和负电压端n，两电容器之间的连接点为中间电压端o。
所述的第一组直流斩波电路tl1和第二组直流斩波电路tl2通过正电压端p、负电压端n和中间电压端o三点并联，第一组直流斩波电路tl1的输出正端l1和第二组直流斩波电路tl2的输出负端l2与负载串联。
所述的第一组直流斩波电路tl1，包括第一开关管v1、第二开关管v2、第三开关管v3、第四开关管v4、第一二极管vd1、第二二极管vd2、第三二极管vd3、第四二极管vd4、第九二极管vd9和第十二极管vd10。
所述第一开关管v1的集电极连接正电压端p，发射极连接输出正端l1；所述第二开关管v2的集电极与第九二极管vd9的阴极串联，第二开关管v2的发射极连接输出正端l1，第九二极管vd9的阳极连接中间电压端o；所述第三开关管v3的发射极与第十二极管vd10的阳极串联，第三开关管v3的集电极连接输出正端l1，第十二极管vd10的阴极连接中间电压端o；所述第四开关管v4的集电极连接输出正端l1，发射极连接负电压端n。
所述第一二极管vd1、第二二极管vd2、第三二极管vd3、第四二极管vd4分别反向并联于第一开关管v1、第二开关管v2、第三开关管v3、第四开关管v4的两端。
所述的第二组直流斩波电路tl2，包括第五开关管v5、第六开关管v6、第七开关管v7、第八开关管v8、第五二极管vd5、第六二极管vd6、第七二极管vd7、第八二极管vd8、第十一二极管vd11和第二极管vd12。
所述第五开关管v5的集电极连接正电压端p，发射极连接输出负端l2；所述第六开关管v6的集电极与第十一二极管vd11的阴极串联，第六开关管v6的发射极连接输出负端l2，第十一二极管vd11的阳极连接中间电压端o；第七开关管v7的发射极与第十二二极管vd12的阳极串联，第七开关管v7的集电极连接输出负端l2，第十二二极管vd12的阴极连接中间电压端o；所述第八开关管v8的集电极连接输出负端l2，发射极连接负电压端n。
所述第五二极管vd5、第六二极管vd6、第七二极管vd7和第八二极管vd8分别反向并联于第五开关管v5、第六开关管v6、第七开关管v7和第八开关管v8的两端。
所述的第一组直流斩波电路tl1，所述的第一开关管v1、第二开关管v2、第三开关管v3、第四开关管v4均采用igbt全控器件。
所述的第二组直流斩波电路tl2，所述的第五开关管v5、第六开关管v6、第七开关管v7、第八开关管v8均采用igbt全控器件。
所述三电平直流变换电路的控制方法，根据第一开关管v1、第二开关管v2、第三开关管v3、第四开关管v4、第五开关管v5、第六开关管v6、第七开关管v7、第八开关管v8的开关状态可形成下列18种控制模态：
1)负载电流从输出正端l1流向输出负端l2时，9种控制模态如图2所示，
模态+pn：第一开关管v1和第八开关管v8同时开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过两电容器向负载输出电压+e。
模态+np：所有开关管均关闭，电流通过第四二极管vd4和第五二极管vd5续流，三电平直流变换电路通过两电容器向负载输出电压‐e。
模态+po：第一开关管v1和第七开关管v7同时开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器c1向负载输出电压+uc1；
模态+on：第二开关管v2和第八开关管v8同时开通，其他管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器c2向负载输出电压+uc2；
模态+op：第二开关管v2开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器c1向负载输出电压‐uc1；
模态+no：第七开关管v7开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第二电容器c2向负载输出电压‐uc2；
模态+pp：第一开关管v1开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第五二极管vd5向负载输出电压为0；
模态+oo：第二开关管v2开通和第七开关管v7开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路向负载输出电压为0；
模态+nn：第八开关管v8开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第四二极管vd4向负载输出电压为0。
2)负载电流从输出负端l2流向输出正端l1时，
模态‐pn：所有开关管均关闭，电流通过第一二极管vd1和第八二极管vd8续流，三电平直流变换电路通过两电容器向负载输出电压+e；
模态‐np：第四开关管v4和第五开关管v5同时开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过两电容器向负载输出电压‐e；
模态‐no：第四开关管v4和第六开关管v6同时开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第二电容器c2向负载输出电压‐uc2；
模态‐op：第三开关管v3和第四开关管v4同时开通，其他管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器c1向负载输出电压‐uc1；
模态‐on：第三开关管v2开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第二电容器c2向负载输出电压+uc2；
模态‐po：第六开关管v6开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第一电容器c1向负载输出电压+uc1；
模态‐nn：第四开关管v4开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第八二极管vd8向负载输出电压为0；
模态‐oo：第三开关管v3开通和第六开关管v6开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路向负载输出电压为0；
模态‐pp：第五开关管v5开通，其他开关管关闭，三电平直流变换电路通过第一二极管vd1向负载输出电压为0。
所述的18种控制模态可按下列8种时序模式控制可实现直流变换电路的四象限运行控制，如图3所示：
模式1：正向电流正向最大电压控制：
(+po)(+pn)(+on)(+pn)(+po)；
模式2：正向电流正向电压控制：
(+pp)(+po)(+oo)(+on)(+nn)(+on)(+oo)(+po)(+pp)；
模式3：正向电流反向电压控制：
(+pp)(+op)(+oo)(+no)(+nn)(+no)(+oo)(+op)(+pp)；；
模式4：正向电流反向最大电压控制：
(+op)(+np)(+no)(+np)(+op)；
模式5：反向电流反向最大电压控制：
(‐pp)(‐np)(‐nn)(‐np)(‐pp)；
模式6：反向电流反向电压控制：
(‐pp)(‐op)(‐oo)(‐no)(‐nn)(‐no)(‐oo)(‐op)(‐pp)；
模式7：反向电流正向电压控制：
(‐pp)(‐po)(‐oo)(‐on)(‐nn)(‐on)(‐oo)(‐po)(‐pp)；
模式8：反向电流正向最大电压控制：
(‐pp)(‐pn)(‐nn)(‐pn)(‐pp)。
所述8种时序控制模式可通过调节各控制模态的时间占比达到调节输出电压功能。
所述模式2的时序控制中，可通过调节+on模态和+po模态的占比比例实现中间电压的平衡控制；所述模式3的时序控制中，可通过调节+no模态和+op模态的占比比例实现中间电压的平衡控制；所述模式6的时序控制中，可通过调节‐no模态和‐op模态的占比比例实现中间电压的平衡控制；所述模式7的时序控制中，可通过调节‐on模态和‐po模态的占比比例实现中间电压的平衡控制。
结合自并励励磁系统，本发明三电平直流变换电路应用于发电机励磁系统进行具体说明。如图4所示：直流电源提供回路采用三电平全控整流回路为例，整流回路交流侧连接励磁变压器低压侧，励磁变压器交流侧高压侧连接于发电机机端，整流回路直流侧连接本发明的三电平直流变换电路，三电平直流变换电路励磁电压输出端连接发电机励磁绕组。
机组正常运行，励磁系统从机端经励磁变取能，经三电平全控整流回路完成ac‐dc整流提供直流电源，再经三电平直流变换电路dc‐dc斩波输出稳定的直流励磁电压，进而提供机组正常运行所需的励磁电流；机组励磁逆变时，能量反方向流动，励磁绕组能量经三电平直流变换电路、三电平全控整流回路以及励磁变，向机端反送，进而实现励磁电流快速减小的停机灭磁。
为了均衡碳刷及滑环的磨损，发电机机组运行一定周期后，需要对注入励磁绕组的电流进行倒极操作，常规励磁通过倒极装置实现。本发明提供的斩波电路采用对称结构，具有四象限运行能力，通过开关管控制信号的改变即可实现倒极操作。
若无需倒极运行功能，可将三电平直流变换电路中的开关管v3、v4、v5、v6和二极管vd3、vd6、vd10、vd11去除，构成单向电流的三电平直流变换电路，如图5所示。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。