功率转换装置的制作方法

本发明涉及力图使为了抑制流入功率转换器的母线电流的变动、实现稳定的直流电流而设置的电容器的波纹电流进一步降低的功率转换装置。

背景技术：

以往的功率转换装置中，提出了抑制电容器的波纹电流的方法(例如参照专利文献1)。专利文献1所记载的现有技术中，具体公开了如下技术。

即，多个逆变器部中，利用设定了规定的相位差的开关基准信号，对与各相对应的低电位侧开关元件以及高电位侧开关元件进行切换控制。此外，在多个逆变器部中的至少一个，根据相位差对施加在旋转电机的绕组各相的电压的平均值即中性点电压进行操作，使得低电位侧开关元件以及高电位侧开关元件的一方全部导通、另一方全部断开的时刻即零电压矢量发生区间的中心偏离于其它的逆变器部中的零电压矢量产生区间。通过进行这样的操作，从而降低电容器的波纹电流。

接着，在由控制部计算出的占空比在第1规定值以下时，通过进行操作使中性点电压成为施加至电容器的电容器电压的一半，从而降低振动和噪声。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特许第5354369号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

本发明人针对新关注的现有技术的问题，在用于实施发明的实施方式中进行了详细叙述，其概要如下文所述。

即，专利文献1所记载的现有技术中，在将两个逆变器部的开关基准信号的相位差设定为180度的基础上，进行操作使中性点电压成为电容器电压的一半，在该情况下，重复如下两个状态：即，两个逆变器部输出的电压矢量同时成为有效矢量的状态、及两个逆变器部输出的电压矢量同时成为零矢量的状态。

像这样，重复两个逆变器部输出的电压矢量同时成为有效矢量的状态和两个逆变器部输出的电压矢量同时成为零矢量的状态，结果产生电容器的波纹电流过大的问题。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种维持降低振动和噪声的效果，并且能进一步使电容器的波纹电流降低的功率装换装置。

解决技术问题的技术方案

本发明的功率转换装置中，输出直流电压的直流电源和具有第1三相绕组与第2三相绕组的交流旋转电机连接，该功率转换装置包括：第1功率转换器，该第1功率转换器具有第1高电位侧开关元件以及第1低电位侧开关元件，将从直流电源提供的直流电压转换为交流电压，将转换后的第1交流电压施加至第1三相绕组；第2功率转换器，该第2功率转换器具有第2高电位侧开关元件以及第2低电位侧开关元件，将从直流电源提供的直流电压转换为交流电压，将转换后的第2交流电压施加至第2三相绕组；以及控制部，该控制部分别对第1高电位侧开关元件以及第1低电位侧开关元件、和第2高电位侧开关元件以及第2低电位侧开关元件进行控制，控制部具有：电压指令运算器，该电压指令运算器基于对交流旋转电机的控制指令，运算对第1三相绕组的第1三相电压指令、和对第2三相绕组的第2三相电压指令，输出运算出的第1三相电压指令和第2三相电压指令；偏置运算器，该偏置运算器通过将直流电压以下的值的第1偏置电压加至由电压指令运算器输入的第1三相电压指令的各电压指令，从而运算施加至第1三相绕组的第1三相施加电压，输出运算出的第1三相施加电压，并且通过将直流电压以下的值的第2偏置电压加至由电压指令运算器输入的第2三相电压指令的各电压指令，从而运算施加至第2三相绕组的第2三相施加电压，输出运算出的第2三相施加电压；以及开关信号发生器，该开关信号发生器将由偏置运算器输入的第1三相施加电压与第1载波信号进行比较，从而向第1高电位侧开关元件以及第1低电位侧开关元件输出第1开关信号，并且将由偏置运算器输入的第2三相施加电压与第2载波信号进行比较，从而向第2高电位侧开关元件以及第2低电位侧开关元件输出第2开关信号，该第2载波信号与第1载波信号具有相同载波周期且与第1载波信号具有180度相位差，第1功率转换器依照由开关信号发生器输入的第1开关信号，控制第1高电位侧开关元件以及第1低电位侧开关元件，从而向第1三相绕组施加转换后的第1交流电压，第2功率转换器依照由开关信号发生器输入的第2开关信号，控制第2高电位侧开关元件以及第2低电位侧开关元件，从而向第2三相绕组施加转换后的第2交流电压，在将由第1功率转换器输出转换后的第1交流电压时的各相的输出电压构成的矢量设为第1电压矢量，将流入第1功率转换器的第1母线电流成为0时的第1电压矢量设为零矢量，将流入第1功率转换器的第1母线电流不为0时的第1电压矢量设为有效矢量，将由第2功率转换器输出转换后的第2交流电压时的各相的输出电压构成的矢量设为第2电压矢量，将流入第2功率转换器的第2母线电流成为0时的第2电压矢量设为零矢量，将流入第2功率转换器的第2母线电流不为0时的第2电压矢量设为有效矢量时，设定第1偏置电压和第2偏置电压，使第1功率转换器以及第2功率转换器的一方输出有效矢量，另一方输出零矢量的期间在第1载波信号和第2载波信号的载波周期中产生。

发明效果

根据本发明，设定第1偏置电压和第2偏置电压，使第1功率转换器以及第2功率转换器的一方输出有效矢量、另一方输出零矢量的期间，在第1载波信号和第2载波信号的载波周期中产生。从而，能获得如下功率装换装置，该功率装换装置能维持降低振动和噪声的效果，并且能进一步使电容器的波纹电流降低。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体的结构图。

图2是表示本发明的实施方式1的电压指令运算器输出的第1三相电压指令以及第2三相电压指令的说明图。

图3是表示本发明的实施方式1的偏置运算器输出的第1三相施加电压以及第2三相施加电压的说明图。

图4是表示本发明的实施方式1的开关信号发生器输出的第1开关信号的说明图。

图5是表示本发明的实施方式1的开关信号发生器输出的第2开关信号的说明图。

图6是用于说明本发明的实施方式1中第1开关信号、第1电压矢量、以及第1母线电流的关系的说明图。

图7是用于说明本发明的实施方式1中第2开关信号、第2电压矢量、以及第2母线电流的关系的说明图。

图8是表示本发明的实施方式1中，第1载波信号、第2载波信号、第1三相施加电压、第2三相施加电压、第1母线电流、第2母线电流、以及母线电流和的关系的说明图。

图9是用于与图8进行比较的说明图。

图10是表示本发明的实施方式1中，直流电源的输出电流即直流电流、平滑电容器的输出电流即波纹电流、以及母线电流和的关系的说明图。

图11是用于与图10进行比较的说明图。

图12是表示本发明的实施方式2的偏置运算器输出的第1三相施加电压以及第2三相施加电压的说明图。

图13是表示本发明的实施方式2中，第1载波信号、第2载波信号、第1三相施加电压、第2三相施加电压、第1母线电流、第2母线电流、以及母线电流和的关系的说明图。

图14是表示本发明的实施方式2中，平滑电容器的波纹电流相对于第1偏置电压以及第2偏置电压的变化的说明图。

图15是表示本发明的实施方式3的偏置运算器输出的第1三相施加电压以及第2三相施加电压的说明图。

图16是表示本发明的实施方式4的电压指令运算器输出的第1三相电压指令和偏置运算器输出的第1三相施加电压的说明图。

图17是表示本发明的实施方式5的功率转换装置的整体的结构图。

图18是表示本发明的实施方式5中，通过第1电流测器检测出的第1三相电流、偏置运算器输出的第1三相施加电压的说明图。

图19是表示本发明的实施方式5中，通过第1电流测器检测出的第1三相电流、偏置运算器输出的第2三相施加电压的说明图。

图20是表示本发明的实施方式6的功率转换装置的整体的结构图。

图21是用于说明本发明的实施方式6中，偏置运算器变更第1偏置电压以及第2偏置电压的情况的说明图。

具体实施方式

以下，利用附图对本发明的功率转换装置的优选实施方式进行说明。在附图的说明中，对相同部分或相当部分标注相同的标号，并省略重复说明。

实施方式1

图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的整体的结构图。图1中也一并图示了与本实施方式1的功率转换装置相连接的、交流旋转电机1以及直流电源2。

如图1所示，本实施方式1的功率转换装置包括平滑电容器3、第1功率转换器4a、第2功率转换器4b、以及控制部5。

交流旋转电机1是三相交流旋转电机，具有由u相绕组u1、v相绕组v1以及w相绕组w1构成的第1三相绕组，以及由u相绕组u2、v相绕组v2以及w相绕组w2构成的第2三相绕组。此外，交流旋转电机1中，第1三相绕组以及第2三相绕组不进行电连接而收纳至定子中。

此外，作为交流旋转电机1的具体例，例举了永磁体同步旋转电机、感应式旋转电机或同步磁阻旋转电机等。并且，只要是具有两个三相绕组的交流旋转电机，则对任何种类的交流旋转电机均可适用本发明。

直流电源2向第1功率转换器4a以及第2功率转换器4b输出直流电压vdc。此外，直流电源2包含例如电池、dc-dc转换器、二极管整流器以及pwm整流器等输出直流电压的全部设备。

为了抑制母线电流的变动，实现稳定的直流电流，平滑电容器3以与直流电源2并联连接的状态设置。此外，对于平滑电容器3，图1中未详细图示，但除了真正的电容容量c以外存在等效串联电阻rc和引线电感lc。

第1功率转换器4a具有反向转换电路(即逆变器)。具体而言，第1功率转换器4a具有由开关元件sup1、svp1以及swp1构成的第1高电位侧开关元件、以及由开关元件sun1、svn1以及swn1构成的第1低电位侧开关元件。

此外，作为第1高电位侧开关元件以及第1低电位侧开关元件的具体例，例举有将igbt、双极晶体管或mos双极晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接的元件。

第1功率转换器4a依据由控制部5输入的第1开关信号，将第1高电位侧开关元件以及第1低电位侧开关元件切换控制为导通或断开，从而将由直流电源2输入的直流电压vdc转换至交流电压。此外，第1功率转换器4a通过将转换后的电压施加至第1三相绕组，从而使第1三相电流流过第1三相绕组。此外，第1三相电流由u相电流iu1、v相电流iv1以及w相电流iw1构成。

这里，第1开关信号由开关信号qup1～qwn1(即开关信号qup1、qun1、qvp1、qvn1、qwp1以及qwn1)构成。开关信号qup1、qvp1以及qwp1是用于将开关元件sup1、svp1以及swp1分别切换为导通或断开的开关信号。开关信号qun1、qvn1以及qwn1是用于将开关元件sun1、svn1以及swn1分别切换为导通或断开的开关信号。

之后，开关信号qup1～qwn1在值为“1”的情况下，输出用于使对应的开关元件导通的信号，在值为“0”的情况下输出用于使对应的开关元件断开的信号。

第2功率转换器4b具有反向转换电路(即逆变器)。具体而言，第2功率转换器4b具有由开关元件sup2、svp2以及swp2构成的第2高电位侧开关元件、以及由开关元件sun2、svn2以及swn2构成的第2低电位侧开关元件。

此外，作为第2高电位侧开关元件以及第2低电位侧开关元件的具体例，例举有将igbt、双极晶体管或mos双极晶体管等半导体开关与二极管反向并联连接的元件。

第2功率转换器4b依据由控制部5输入的第2开关信号，将第2高电位侧开关元件以及第2低电位侧开关元件切换控制为导通或断开，从而将由直流电源2输入的直流电压vdc转换至交流电压。此外，第2功率转换器4b通过将转换后的电压施加至第2三相绕组，从而使第2三相电流流过第2三相绕组。此外，第2三相电流由u相电流iu2、v相电流iv2以及w相电流iw2构成。

这里，第2开关信号由开关信号qup2～qwn2(即开关信号qup2、qun2、qvp2、qvn2、qwp2以及qwn2)构成。开关信号qup2、qvp2以及qwp2是用于将开关元件sup2、svp2以及swp2分别切换为导通或断开的开关信号。开关信号qun2、qvn2以及qwn2是用于将开关元件sun2、svn2以及swn2分别切换为导通或断开的开关信号。

之后，开关信号qup2～qwn2在值为“1”的情况下，输出用于使对应的开关元件导通的信号，在值为“0”的情况下输出用于使对应的开关元件断开的信号。

接着，除了图1之外，还参照图2～图5对控制部5进行说明。图2是表示本发明的实施方式1的电压指令运算器6输出的第1三相电压指令以及第2三相电压指令的说明图。图3是表示本发明的实施方式1的偏置运算器7输出的第1三相施加电压以及第2三相施加电压的说明图。图4是表示本发明的实施方式1的开关信号发生器8输出的第1开关信号的说明图。图5是表示本发明的实施方式1的开关信号发生器8输出的第2开关信号的说明图。

如图1所示，控制部5具有电压指令运算器6、包含第1偏置运算器7a和第2偏置运算器7b的偏置运算器7、以及开关信号发生器8。

电压指令运算器6基于所输入的对交流旋转电机1的控制指令运算对第1三相绕组的第1三相电压指令和对第2三相绕组的第2三相电压指令，以作为为了驱动交流旋转电机1而用于向第1三相绕组以及第2三相绕组施加电压的电压指令。此外，电压指令运算器6向第1偏置运算器7a输出运算出的第1三相电压指令，向第2偏置运算器7b输出运算出的第2三相电压指令。

此外，第1三相电压指令由u相电压指令vu1、v相电压指令vv1以及w相电压指令vw1构成。此外，第2三相电压指令由u相电压指令vu2、v相电压指令vv2以及w相电压指令vw2构成。

这里，作为电压指令运算器6所进行的第1三相电压指令以及第2三相电压指令的具体的运算方法是公知常识，因此省略详细说明，例如例举有如下例子。

作为一个例子，例举如下方法：在设定了交流旋转电机1的频率指令f的基础上，决定第1三相电压指令以及第2三相电压指令的振幅来作为输入至电压指令运算器6的对交流旋转电机1的控制指令。即，电压指令运算器6利用v/f控制运算第1三相电压指令以及第2三相电压指令。

此外，v/f控制是前馈控制。由此，在电压指令运算器6利用v/f控制运算第1三相电压指令以及第2三相电压指令的情况下，不需要与第1三相电流以及第2三相电流相关的信息。由此，该情况下，不需要将与第1三相电流和第2三相电流相关的信息输入电压指令运算器6。

作为另一例，设置有检测第1三相电流以及第2三相电流的电流检测器，设定对交流旋转电机1的电流指令来作为输入至电压指令运算器6的对交流旋转电机1的控制指令。该情况下，电压指令运算器6通过比例积分控制运算第1三相电压指令，使设定的电流指令和通过电流检测器检测到的第1三相电流的偏差为零。电压指令运算器6通过比例积分控制运算第2三相电压指令，使设定的电流指令和通过电流检测器检测到的第2三相电流的偏差为零。即，电压指令运算器6利用电流反馈控制运算第1三相电压指令以及第2三相电压指令。

图2的上部示出了第1三相电压指令的各电压指令的波形，图2的下部示出了第2三相电压指令的各电压指令的波形。图2中，横轴表示电压相位θv[deg]，纵轴表示以直流电压vdc的倍数来表示的电压值。图2中，第1三相电压指令以及第2三相电压指令是平衡三相交流电压。

如图2所示，第1三相电压指令的各电压指令和第2三相电压指令的各电压指令是以0为基准的正弦波波形。第1三相电压指令的各电压指令的平均值即电压指令平均vave1和第2三相电压指令的各电压指令的平均值即电压指令平均vave2均为0。

电压指令平均vave1和电压指令平均vave2通过下式来表示。

vave1＝(vu1+vv1+vw1)/3

vave2＝(vu2+vv2+vw2)/3

第1偏置运算器7a通过对由电压指令运算器6输入的第1三相电压指令的各电压指令均等地加上第1偏置电压voffset1，从而运算施加至第1三相绕组的第1三相施加电压。进而，第1偏置运算器7a向开关信号发生器8输出运算出的第1三相施加电压。此外，第1三相施加电压由u相施加电压vu1’、v相施加电压vv1’以及w相施加电压vw1’构成。

第2偏置运算器7b通过对由电压指令运算器6输入的第2三相电压指令的各电压指令均等地加上第2偏置电压voffset2，从而运算施加至第2三相绕组的第2三相施加电压。进而，第2偏置运算器7b向开关信号发生器8输出运算出的第2三相施加电压。此外，第2三相施加电压由u相施加电压vu2’、v相施加电压vv2’以及w相施加电压vw2’构成。

图3的上部示出了第1三相施加电压的各施加电压的波形，图3的下部示出了第2三相施加电压的各施加电压的波形。图3中，横轴表示电压相位θv[deg]，纵轴表示以直流电压vdc的倍数来表示的电压值。

如图3所示，第1三相施加电压的各施加电压的平均值即施加电压平均vave1’等于第1偏置电压offset1。同样地，第2三相施加电压的各施加电压的平均值即施加电压平均vave2’等于第2偏置电压offset2。

第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2用下式来表示。

voffset1

＝vave1’＝(vu1’+vv1’+vw1’)/3

voffset2

＝vave2’＝(vu2’+vv2’+vw2’)/3

如图3所示，第1偏置电压voffset1被设定为至少在电角度一周期中，达到小于直流电压vdc的50％的值。这里，作为具体例，设第1偏置电压voffset1为0.4vdc。

第2偏置电压voffset2被设定为至少在电角度一周期中，达到直流电压vdc的50％的值。即，如图3所示，第2偏置电压voffset2为0.5vdc。

如图2所示，由于第1三相电压指令以及第2三相电压指令的变动范围为-0.1vdc以上0.1vdc以下，因此由图3可知，第1三相施加电压的变动范围为0.3vdc以上0.5vdc以下，第2三相施加电压的变动范围为0.4vdc以上0.6vdc以下。

开关信号发生器8通过对由第1偏置运算器7a输入的第1三相施加电压与第1载波信号c1进行比较，从而分别向第1高电位侧开关元件以及第1低电位侧开关元件输出第1开关信号。即，开关信号发生器8依照第1三相施加电压的各施加电压，输出开关信号qup1～qwn1。

开关信号发生器8通过对由第2偏置运算器7b输入的第2三相施加电压与第2载波信号c2进行比较，从而分别向第2高电位侧开关元件以及第2低电位侧开关元件输出第2开关信号，所述第2载波信号c2相对于第1载波信号c1具有180°的相位差。即，开关信号发生器8依照第2三相施加电压的各施加电压，输出开关信号qup2～qwn2。

此外，第1载波信号c1的最大值被设定为大于第1三相施加电压的变动范围内的值，第1载波信号的最小值被设定为小于第1三相施加电压的变动范围内的值。同样地，第2载波信号c2的最大值被设定为大于第2三相施加电压的变动范围内的值，第2载波信号的最小值被设定为小于第2三相施加电压的变动范围内的值。

图4中分别示出了第1载波信号c1、第1三相施加电压、开关信号qup1～qwn1的波形。

如图4所示，第1载波信号c1为载波周期tc的三角波，在时刻t1以及时刻t3，电压值达到最小值(这里为0)，在位于时刻t1和时刻t3中间的时刻t2，电压值达到最大值(这里为vdc)。

开关信号发生器8对第1三相施加电压的各施加电压与第1载波信号c1进行比较，根据比较结果，输出开关信号qup1～qwn1。

具体而言，开关信号发生器8在u相施加电压vu1’大于第1载波信号c1的范围中，输出“qup1＝1且qun1＝0”作为对u相施加电压vu1’和第1载波信号c1进行比较后的结果，在u相施加电压vu1’小于等于第1载波信号c1的范围中，输出“qup1＝0且qun1＝1”作为对u相施加电压vu1’和第1载波信号c1进行比较后的结果。

同样地，开关信号发生器8在v相施加电压vv1’大于第1载波信号c1的范围中，输出“qvp1＝1且qvn1＝0”作为对v相施加电压vv1’和第1载波信号c1进行比较后的结果，在v相施加电压vv1’小于等于第1载波信号c1的范围中，输出“qvp1＝0且qvn1＝1”作为对v相施加电压vv1’和第1载波信号c1进行比较后的结果。

同样地，开关信号发生器8在w相施加电压vw1’大于第1载波信号c1的范围中，输出“qwp1＝1且qwn1＝0”作为对w相施加电压vw1’和第1载波信号c1进行比较后的结果，在w相施加电压vw1’小于等于第1载波信号c1的范围中，输出“qwp1＝0且qwn1＝1”作为对w相施加电压vw1’和第1载波信号c1进行比较后的结果。

图5中分别示出了第2载波信号c2、第2三相施加电压、开关信号qup2～qwn2的波形。

如图5所示，第2载波信号c2为载波周期tc的三角波，在时刻t1以及时刻t3，电压值达到最大值(这里为vdc)，在位于时刻t1和时刻t3中间的时刻t2，电压值达到最小值(这里为0)。此外，在以360°表示载波周期tc的情况下，第2载波信号c2与第1载波信号c1具有180°的相位差。

开关信号发生器8对第2三相施加电压的各施加电压与第2载波信号c2进行比较，根据比较结果，输出开关信号qup2～qwn2。

具体而言，开关信号发生器8在u相施加电压vu2’大于第2载波信号c2的范围中，输出“qup2＝1且qun2＝0”作为对u相施加电压vu2’和第2载波信号c2进行比较后的结果，在u相施加电压vu2’小于等于第2载波信号c2的范围中，输出“qup2＝0且qun2＝1”作为对u相施加电压vu2’和第2载波信号c2进行比较后的结果。同样地，开关信号发生器8在v相施加电压vv2’大于第2载波信号c2的范围中，输出“qvp2＝1且qvn2＝0”作为对v相施加电压vv2’和第2载波信号c2进行比较后的结果，在v相施加电压vv2’小于等于第2载波信号c2的范围中，输出“qvp2＝0且qvn2＝1”作为对v相施加电压vv2’和第2载波信号c2进行比较后的结果。

同样地，开关信号发生器8在w相施加电压vw2’大于第2载波信号c2的范围中，输出“qwp2＝1且qwn2＝0”作为对w相施加电压vw2’和第2载波信号c2进行比较后的结果，在w相施加电压vw2’小于等于第2载波信号c2的范围中，输出“qwp2＝0且qwn2＝1”作为对w相施加电压vw2’和第2载波信号c2进行比较后的结果。

接着，参照图6对开关信号qup1～qwn1、第1功率转换器4a输出的第1电压矢量、以及流入第1功率转换器4a的第1母线电流iinv1(图1中图示)的关系进行说明。图6是用于说明本发明的实施方式1中第1开关信号、第1电压矢量、以及第1母线电流iinv1的关系的说明图。

此外，该图6所示的关系是公知的，因此在这里省略详细的说明。第1电压矢量的角标(1)是为了表示第1电压矢量而记载的，为了区别于后述的第2电压矢量而记载。

图6中，在依照开关信号qup1～qwn1的各值使第1电压矢量成为v0(1)以及v7(1)的情况下，第1母线电流iinv1成为0。这里，将v0(1)以及v7(1)这样的使第1母线电流iinv1成为0的电压矢量称为“零矢量”。像这样，在第1电压矢量成为零矢量的情况下，第1母线电流iinv1成为0。

图6中，在第1电压矢量成为零矢量即v0(1)以及v7(1)以外的v1(1)～v6(1)的情况下，第1母线电流iinv1不为0。这里，将v1(1)～v6(1)这样的使第1母线电流iinv1不为0的电压矢量称为“有效矢量”。像这样，在第1电压矢量成为有效矢量的情况下，第1母线电流iinv1不为0。

如图6所示，在第1电压矢量成为有效矢量的情况下，第1母线电流iinv1成为与第1三相电流的各电流中的一个电流相等的值，或成为将其中一个电流的符号反转后的值。该情况下，只要该一个电流不为0，则第1母线电流iinv1不为0。

像这样，将第1功率转换器4a输出转换后的交流电压时的由各相的输出电压构成的矢量设为第1电压矢量，将流入第1功率转换器4a的第1母线电流成为0时的第1电压矢量设为零矢量，将流入第1功率转换器的第1母线电流不为0时的第1电压矢量设为有效矢量。

接着，参照图7对开关信号qup2～qwn2、第2功率转换器4b输出的第2电压矢量、以及流入第2功率转换器4b的第2母线电流iinv2(之前的图1中图示)的关系进行说明。图7是用于说明本发明的实施方式1中第2开关信号、第2电压矢量、以及第2母线电流iinv2的关系的说明图。

此外，该图7所示的关系是公知的，因此在这里省略详细的说明。第2电压矢量的角标(2)是为了表示第2电压矢量而记载的，为了区别于第1电压矢量而记载。

图7中，在依照开关信号qup2～qwn2的各值使第2电压矢量成为v0(2)以及v7(2)的情况下，第2母线电流iinv2成为0。这里，也将v0(2)以及v7(2)这样的使第2母线电流iinv2成为0的电压矢量与上述同样地称为“零矢量”。像这样，在第2电压矢量成为零矢量的情况下，第2母线电流iinv2成为0。

图7中，在第2电压矢量成为零矢量即v0(2)以及v7(2)以外的v1(2)～v6(2)的情况下，第2母线电流iinv2不为0。这里，也将v1(2)～v6(2)这样的使第2母线电流iinv2不为0的电压矢量与上述同样地称为“有效矢量”。像这样，在第2电压矢量成为有效矢量的情况下，第2母线电流iinv2不为0。

如图7所示，在第2电压矢量成为有效矢量的情况下，第2母线电流iinv2成为与第2三相电流的各电流中的一个电流相等的值，或成为将其中一个电流的符号反转后的值。该情况下，只要该一个电流不为0，则第2母线电流iinv2不为0。

像这样，将第2功率转换器4b输出转换后的交流电压时的由各相的输出电压构成的矢量设为第2电压矢量，将流入第2功率转换器的第2母线电流成为0时的第2电压矢量设为零矢量，将流入第2功率转换器的第2母线电流不为0时的第2电压矢量设为有效矢量。

接着，参照图8以及图9对第1载波信号c1、第2载波信号c2、第1三相施加电压、第2三相施加电压、第1母线电流iinv1、第2母线电流iinv2、以及作为第1母线电流iinv1与第2母线电流iinv2的和的母线电流和iinv_sum的关系进行说明。

图8是表示本发明的实施方式1中，第1载波信号c1、第2载波信号c2、第1三相施加电压、第2三相施加电压、第1母线电流iinv1、第2母线电流iinv2、以及母线电流和iinv_sum的关系的说明图。图9是用于与图8进行比较的说明图。

此外，图8以及图9中图示出了之前的图3中以[1]表示的瞬间的各参数的关系。

图9中作为比较例，图示出了将第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2一并设定为0.5vdc的情况下的各参数的关系。此外，“将第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2一并设定为0.5vdc”与专利文献1中的“进行操作使中性点电压成为施加至电容器的电容器电压的一半”等效。

此外，在载波周期tc中，图8中vv1’＝0.5vdc、vu1’＝vw1’＝0.35vdc，vv2’＝0.6vdc、vu2’＝vw2’＝0.45vdc。

另一方面，在载波周期tc中，图9中vv1’＝0.6vdc、vu1’＝vw1’＝0.45vdc，同样地vv2’＝0.6vdc、vu2’＝vw2’＝0.45vdc。

这里，在说明图8以及图9时，为了区别第1功率转换器4a输出的第1电压矢量的种类和第2功率转换器4b输出的第2电压矢量的种类的组合，定义为下述模式＜1＞～＜4＞。

＜1＞：

第1功率转换器4a以及第2功率转换器4b均输出零矢量。

＜2＞：

第1功率转换器4a输出有效矢量，第2功率转换器4b输出零矢量。

＜3＞：

第1功率转换器4a输出零矢量，第2功率转换器4b输出有效矢量。

＜4＞：

第1功率转换器4a以及第2功率转换器4b均输出有效矢量。

接着，比较图8和图9对实施方式1的功率转换装置的效果进行说明。此外，图中被圆圈包围的数字1～4与模式＜1＞～＜4＞对应。

图9中，通过设定为voffset1＝voffset2＝0.5vdc，从而第1三相施加电压、第2三相施加电压在各相中一致。即，vu1’＝vu2’、vv1’＝vv2’、vw1’＝vw2’。由此，如图9所示，重复母线电流和iinv＿sum成为0的＜1＞模式、和母线电流和iinv＿sum成为iv1+iv2的＜4＞模式。

与此相对，图8中设定为voffset1＝0.4vdc、voffset2＝0.5vdc。通过像这样进行设定，如图8所示，与第2功率转换器4b输出有效矢量的期间相比，第1功率转换器4a输出有效矢量的期间在时刻t1到时刻t2的期间中，向时刻t1侧偏移，在时刻t2到时刻t3的期间中，向时刻t3侧偏移。

从而，如图9所示，在载波周期tc的期间，母线电流和iinv＿sum成为(iv1+iv2)/2的＜2＞模式、和母线电流和iinv＿sum成为(iv1+iv2)/2的＜3＞模式分别发生两次，结果减少了成为＜4＞模式的期间。

接着，参照图10以及图11，对直流电源2的直流电流ib、平滑电容器3的波纹电流ic、以及母线电流和iinv＿sum的关系进行说明。图10是表示本发明的实施方式1中，直流电源2的输出电流即直流电流ib、平滑电容器3的输出电流即波纹电流ic、以及母线电流和iinv＿sum的关系的说明图。图11是用于与图10进行比较的说明图。

此外，图10中图示出了图8所示的母线电流和iinv＿sum，图11中图示出了图9所示的母线电流和iinv＿sum。

这里，由之前的图1可知，直流电源ib、波纹电流ic、以及母线电流和iinv＿sum的关系由下式来表示。

iinv_sum＝iinv1+iinv2＝ib+ic

此外，若将直流电流ib设为固定值idc，则通过将上式进行变形，使波纹电流ic由下式来表示。

ic＝iinv1+iinv2-idc

相对于图11，图10中成为＜4＞模式的期间有所减少，因此输出波纹电流ic的峰值(即iv1+iv2-idc)的期间有所减少。此外，图10中，伴随着存在有成为＜2＞模式以及＜3＞模式的期间，成为＜4＞模式的期间有所减少，进一步地，成为＜1＞模式的期间也一并有所减少。由此，能进一步降低平滑电容器3的波纹电流ic。

像这样，本实施方式1中，在载波周期tc中，设定第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2，使得产生成为＜2＞模式以及＜3＞模式的期间，从而减少成为＜4＞模式的期间。

具体而言，本实施方式1中，第1偏置电压voffset1被设定为小于0.5vdc，第2偏置电压voffset2被设定为0.5vdc。由此，第1功率转换器4a以及第2功率转换器4b的一个输出有效矢量，另一个输出零矢量的期间发生在载波周期tc。

本实施方式1中，在第1偏置电压voffset1被设定为大于0.5vdc，第2偏置电压voffset2被设定为0.5vdc的情况下也能获得相同的效果。

本实施方式1中，在第1偏置电压voffset1被设定为0.5vdc，第2偏置电压voffset2被设定为大于0.5vdc、或小于0.5vdc的情况下也能获得相同的效果。

进而，本实施方式1中对第1偏置电压voffset1被设定为0.4vdc的情况进行了说明，但将第1偏置电压voffset1设定为小于0.4vdc的值，从而能进一步降低成为＜4＞模式的期间，若到达某值，则成为＜4＞模式的期间不在载波周期tc发生。

像这样，通过设定第一偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2，使第1功率转换器4a以及第2功率转换器4a均输出有效矢量的期间不在载波周期tc发生，从而能进一步降低波纹电流ic。

根据本实施方式1，设定第1偏置电压和第2偏置电压，使第1功率转换器以及第2功率转换器的一方输出有效矢量、且另一方输出零矢量的期间在第1载波信号和第2载波信号的载波周期中产生。

具体而言，设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2的一方成为直流电压的50％的值，另一方成为大于直流电压的50％的值或小于直流电压的50％的值。

由此，能维持降低振动和噪声的效果，并且使第一功率转换器以及第2功率转换器的一方输出有效矢量，另一方输出零矢量，从而能进一步降低平滑电容器的波纹电流。

实施方式2.

之前的实施方式1中，对设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2的一方成为0.5vdc，另一方为大于0.5vdc的值或小于0.5vdc的值的情况进行了说明。相对于此，本发明的实施方式2中，对设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2均为大于0.5vdc的值或均为小于0.5vdc的值的情况进行了说明。

本实施方式2中，省略了与之前的实施方式1的相同点的说明，以与之前的实施方式1的不同点为中心进行说明。

这里，例示出第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2分别被设定为小于0.5vdc的值，且彼此相等的情况。作为具体例，将第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2分别设为0.45vdc。

接着，参照图12对设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2分别为0.45vdc的情况下，偏置运算器7输出的第1三相施加电压以及第2三相施加电压进行说明。图12是表示本发明的实施方式2的偏置运算器7输出的第1三相施加电压以及第2三相施加电压的说明图。

图12的上部示出了第1三相施加电压的各施加电压的波形。图12的下部示出了第2三相施加电压的各施加电压的波形。第1三相电压指令以及第2三相电压指令与之前的实施方式1相同。

由于第1三相电压指令以及第2三相电压指令的变动范围为-0.1vdc以上0.1vdc以下，因此由图12可知，第1三相施加电压的变动范围为0.35vdc以上0.55vdc以下，第2三相施加电压的变动范围为0.35vdc以上0.55vdc以下。

接着，参照图13对第1载波信号c1、第2载波信号c2、第1三相施加电压、第2三相施加电压、第1母线电流iinv1、第2母线电流iinv2、以及母线电流和iinv＿sum的关系进行说明。图13是表示本发明的实施方式2中，第1载波信号c1、第2载波信号c2、第1三相施加电压、第2三相施加电压、第1母线电流流iinv1、第2母线电流iinv2、以及母线电流和iinv_sum的关系的说明图。此外，图13中图示出了之前的图12中以[1]表示的瞬间的、各参数的关系。

由图13可知，与之前的图8同样地，与第2功率转换器4b输出有效矢量的期间相比，第1功率转换器4a输出有效矢量的期间在时刻t1到时刻t2的期间中，向时刻t1侧偏移，在时刻t2到时刻t3的期间中，向时刻t3侧偏移。

因此，如图13所示，在载波周期tc的期间，母线电流和iinv＿sum成为(iv1+iv2)/2的＜2＞模式、和母线电流和iinv＿sum成为(iv1+iv2)/2的＜3＞模式分别发生两次。结果，成为＜1＞模式的期间和成为＜4＞模式的期间有所减少，因此与之前的实施方式1同样地，能降低平滑电容器3的波纹电流ic。

此外，设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2互不相等，均为小于直流电压vdc的50％的值的情况下也可获得相同的效果。此外，设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2均为大于直流电压vdc的50％的值的情况下也可获得相同的效果。

接着边与之前的实施方式1进行比较，边参照图14对本实施方式2所获得的进一步的效果进行说明。图14是表示本发明的实施方式2中，平滑电容器3的波纹电流ic相对于第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2的变化的说明图。

此外，图14中，示出了设定为使voffset1＝0.5vdc+δv，voffset2＝0.5vdc的情况下，相对于δv的波纹电流ic，作为与之前的实施方式1对应的情况1。

示出了设定为使voffset1＝0.5vdc+δv，voffset2＝0.5vdc+δv的情况下，相对于δv的波纹电流ic，作为与本实施方式2对应的情况2。

进而，针对相对于δv的各波纹电流ic，将δv＝0的情况下的波纹电流ic作为基准的100％，用相对值来表示。

由图14可知，对于除去0以外的相同的δv，与情况1相比，情况2更能降低平滑电容器3的波纹电流ic。换言之，在情况1和情况2中使波纹电流ic减少为相同值的情况下，与情况1相比，情况2能使δv更小。

例如，在情况1和情况2中，使波纹电流ic减少到72％的情况下，由图14可知，情况1中需要使δv＝±0.2vdc。与此相对，情况2中使δv＝±0.1vdc即可，因此在使波纹电流ic减少为相同值的情况下，与情况1相比，情况2能使δv更小。

这里，通过使δv向正方向或负方向增大，从降低波纹电流ic的观点来看是有利的。然而，使δv向正方向或负方向增大，从而施加电压平均vave1’以及施加电压平均vave2’在正方向或负方向上偏离于0.5vdc。结果，对于第1功率转换器4a以及第2功率转换器4b分别在高电位侧开关元件和低电位侧开关元件之间产生不平衡这一点是不利的。

例如在情况1中，若δv向正方向增大，则第1偏置电压voffset1变得大于0.5vdc。结果，第1三相施加电压的各施加电压向正方向偏移，因此施加电压平均vave1’沿正方向偏离0.5vdc。

因此，第1功率转换器4a中，第1高电位侧开关元件的通电时间变得比第1低电位侧开关元件的通电时间长，结果，第1高电位侧开关元件的发热变得比第1低电位侧开关元件的发热要大。该情况下，为了保护第1高电位侧开关元件，例如需要限制电压或电流等这样对某一部分进行限制，因此交流旋转电机1的转矩或速度等被限制。

从而，若考虑第1高电位侧开关元件的通电时间和第1低电位侧开关元件的通电时间之间的平衡，则期望使δv尽可能接近0。若考虑该观点，则情况2与情况1相比，在δv更接近0的状态下，能降低波纹电流ic，因此是有利的。

如上文所述，根据本实施方式2，相对于之前的实施方式1，第1偏置电压以及第2偏置电压被设定为均大于直流电压的50％的值，或均小于直流电压的50％的值。

从而，能获得与之前的实施方式1相同的效果，进而，分别在第1功率转换器与第2功率转换器中，改善高电位侧开关元件的通电时间和低电位侧开关元件的通电时间之间的不平衡，并且能降低平滑电容器的波纹电流。

实施方式3.

之前的实施方式1、2中，对第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2分别为固定值的情况进行了说明。与此相对，本发明的实施方式3中，对第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2分别切换为不同值的情况进行说明。

本实施方式3中，省略了与之前的实施方式1、2的相同点的说明，以与之前的实施方式1、2的不同点为中心进行说明。

这里，将设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2小于0.5vdc的状态称为第1设定状态，将设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2大于0.5vdc的状态称为第2设定状态。

此外，这里作为具体例，例示了如下情况：在第1设定状态下，设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2为0.3vdc，在第2设定状态下，设定为使第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2为0.7vdc。

此外，优选地设定为使第1设定状态中的第1偏置电压voffset1与第2设定状态中的第1偏置电压voffset1的平均值为0.5vdc。同样地，优选地设定为使第1设定状态中的第2偏置电压voffset2与第2设定状态中的第2偏置电压voffset2的平均值为0.5vdc。

本实施方式3中，第一偏置运算器7a交替选择第1设定状态和第2设定状态，利用选择后的设定状态下的第1偏置电压voffset1，运算第1三相施加电压。同样地，第二偏置运算器7b交替选择第1设定状态和第2设定状态，利用选择后的设定状态中的第2偏置电压voffset2，运算第2三相施加电压。

接着，参照图15对第1偏置运算器7a以及第2偏置运算器7b分别交替选择第1设定状态和第2设定状态的动作进行说明。图15是表示本发明的实施方式3的偏置运算器7输出的第1三相施加电压以及第2三相施加电压的说明图。

图15上部示出了第1三相施加电压的各施加电压的波形。图15的下部示出了第2三相施加电压的各施加电压的波形。第1三相电压指令以及第2三相电压指令与之前的实施方式1相同。

如图15所示，在期间t1中，第1设定状态持续之后，从第1设定状态切换为第2设定状态，在期间t2，第2设定状态持续之后，从第2设定状态切换为第1设定状态。

像这样，第1偏置运算器7a和第2偏置运算器7b分别在预先设定的设定时刻交替选择第1设定状态和第2设定状态。此外，期间t1和期间t2优选地设定为同一值，在这样进行设定的情况下，每隔一定时间切换第1设定状态和第2设定状态。

这里，例如在不从第1设定状态切换至第2设定状态，第1设定状态持续的情况下，第1功率转换器4a和第2功率转换器4b中，高电位侧开关元件的通电时间变得比低电位侧开关元件的通电时间短，无法取得发热的平衡。同样地，例如在不从第1设定状态切换至第2设定状态，第2设定状态持续的情况下，第1功率转换器4a和第2功率转换器4b中，高电位侧开关元件的通电时间变得比低电位侧开关元件的通电时间长，无法取得发热的平衡。

然而。如图15所示，通过交替进行第1设定状态以及第2设定状态的切换，从而在第1功率转换器4a以及第2功率转换器4b中，能改善高电位侧开关元件和低电位侧开关元件之间的发热平衡。

对于期间t1以及期间t2，如下文所述，分别基于第1高电位侧开关元件、第1低电位侧开关元件、第2高电位侧开关元件、第2低电位侧开关元件的热时间常数进行设定即可。

即，通过作为高电位侧开关元件以及低电位侧开关元件使用的开关元件的通电电流，来估计开关元件中的损耗(例如导通损耗、开关损耗等)。接着，能根据估计的损耗、热阻来估计开关元件的上升温度，因此基于该上升温度设定期间t1以及期间t2即可。

如上文所述，根据本实施方式3，偏置运算器交替选择第1设定状态和第2设定状态，利用选择后的设定状态中的第1偏置电压和第2偏置电压，运算第1三相施加电压和第2三相施加电压，所述第1设定状态设定为使第1偏置电压以及第2偏置电压成为小于直流电压的50％的值，所述第2设定状态设定为使第1偏置电压以及第2偏置电压成为大于直流电压的50％的值。

由此，能获得与之前的实施方式1、2相同的效果，进而，分别在第1功率转换器以及第2功率转换器中能改善高电位侧开关元件和低电位侧开关元件之间的发热平衡。

实施方式4.

之前的实施方式3中，对在预先设定的设定时刻、交替选择第1设定状态和第2设定状态的情况进行了说明。与此相对，本发明的实施方式4中，对基于第1三相电压指令或第2三相电压指令来交替选择第1设定状态和第2设定状态的情况进行说明。

本实施方式4中，省略了与之前的实施方式1～3的相同点的说明，以与之前的实施方式1～3的不同点为中心进行说明。

这里，按照从大到小的顺序，将由电压指令运算器6输入至第1偏置运算器7a的第1三相电压指令的各电压指令设为第1最大相电压指令vmax1、第1中间相电压指令vmid1、第1最小相电压指令vmin1。此外，按照从大到小的顺序，将由电压指令运算器6输入第2偏置运算器7b的第2三相电压指令的各电压指令设为第2最大相电压指令vmax2、第2中间相电压指令vmid2、第2最小相电压指令vmin2。

接着，参照图16对第1偏置运算器7a以及第2偏置运算器7b分别基于第1三相电压指令或第2三相电压指令来交替选择第1设定状态和第2设定状态的动作进行说明。图16是表示本发明的实施方式4的电压指令运算器6输出的第1三相电压指令和偏置运算器7输出的第1三相施加电压的说明图。本实施方式4中，由于第1偏置运算器7a以及第2偏置运算器7b进行同样的动作，因此省略第2偏置运算器7b的说明，对第1偏置运算器7a进行说明。

图16的上部示出了第1三相电压指令的各电压指令的波形。图16的下部示出了第1三相施加电压的各施加电压的波形。

此外，第2三相电压指令的各电压指令的波形与图16的上部相同，第2三相施加电压的各施加电压的波形与图16的下部相同。

第1偏置运算器7a将第1最大相电压指令vmax1的绝对值和第1最小相电压指令vmin1的绝对值进行比较，在第1最大相电压指令vmax1的绝对值较大的情况下，选择第1设定状态，在第1最大相电压指令vmax1的绝对值并非较大的情况下，选择第2设定状态。

如图16所示，在电压相位θv为0deg到30deg的范围中，由于第1最大相电压指令vmax1(＝vu1)的绝对值大于第1最小相电压指令vmin1(＝vw1)的绝对值，因此选择第1设定状态。此外，在电压相位θv为30deg到60deg的范围中，由于第1最大相电压指令vmax1(＝vu1)的绝对值不大于第1最小相电压指令vmin1(＝vw1)的绝对值，因此选择第2设定状态。

像这样，第1偏置运算器7a将第1最大相电压指令vmax1的绝对值和第1最小相电压指令vmin1的绝对值进行比较，依照比较结果，交替选择第1设定状态和第2设定状态。

这里，切换第1设定状态和第2设定状态的目的如之前的实施方式3所说明的那样，分别在第1功率转换器4a以及第2功率转换器4b中，改善高电位侧开关元件和低电位侧开关元件之间的发热平衡。像这样的发热平衡的问题，尤其在交流旋转电机1接近零转速的转速下进行动作时产生。

在该情况下，由与交流旋转电机1的速度成正比的感应电压以及电枢反作用产生的电压降几乎为零，施加至第1三相绕组的电压与第1三相绕组的绕组电阻中的电压降几乎相等。由此，流过第1三相绕组的第1三相电流与第1三相电压指令成正比关系，流过第2三相绕组的第2三相电流与第2三相电压指令成正比关系。

第1功率转换器4a中，第1高电位侧开关元件以及第1低电位侧开关元件中发热量最大的开关元件是与第1三相电流的各电流中绝对值最大的电流的相对应的开关元件。此外，绝对值最大的电流的相能利用第1三相电压指令作为第1最大相电压指令vmax1的绝对值和第1最小相电压指令vmin1的绝对值中较大的一方的相来进行确定。

由此，在第1最大相电压指令vmax1的绝对值大于第1最小相电压指令vmin1的绝对值的情况下，通过选择第1设定状态，从而改善第1最大相电压指令vmax1的相中，第1高电位侧开关元件和第1低电位侧开关元件之间的发热平衡。

另一方面，在第1最大相电压指令vmax1的绝对值不大于第1最小相电压指令vmin1的绝对值的情况下，通过选择第2设定状态，从而改善第1最小相电压指令vmin1的相中，第1高电位侧开关元件和第1低电位侧开关元件之间的发热平衡。

此外，本实施方式4中，例示了基于第1最大相电压指令vmax1的绝对值和第1最小相电压指令vmin1的绝对值的大小关系，切换第1设定状态和第2设定状态的情况。然而，也可以基于第1最大相电压指令vmax1和第1最小相电压指令vmin1的和的符号，来切换第1设定状态和第2设定状态。

该情况下，在第1最大相电压指令vmax1和第1最小相电压指令vmin1的和为正的情况下，选择第1设定状态，在该和不为正的情况下，选择第2设定状态。

在比较了第1最大相电压指令vmax1的绝对值和第1最小相电压指令vmin1的绝对值的情况下，第1最大相电压指令vmax1的绝对值较大时，第1中间相电压指令vmid1的符号为负，第1最大相电压指令vmax1的绝对值不大时，第1中间相电压指令vmid1的符号非负。

由此，也可以利用这样的特性，基于第1中间相电压指令vmid1的符号，切换第1设定状态和第2设定状态。该情况下，在第1中间相电压指令vmid1为负时，选择第1设定状态，在第1中间相电压指令vmid1非负时，选择第2设定状态。

此外，与上文同样地，也可以基于第2最大相电压指令vmax2的绝对值和第2最小相电压指令vmin1的绝对值的大小关系，切换第1设定状态和第2设定状态。

也可以基于第2最大相电压指令vmax2和第2最小相电压指令vmin2的和的符号，来切换第1设定状态和第2设定状态。

进而，也可以基于第2中间相电压指令vmid2的符号，切换第1设定状态和第2设定状态。

以上，根据本实施方式4，偏置运算器在第1最大相电压指令的绝对值大于第1最小相电压指令的绝对值的情况、在第2最大相电压指令的绝对值大于第2最小相电压指令的绝对值的情况、第1中间相电压指令的符号为负的情况、或第2中间相电压指令的符号为负的情况下，选择第1设定状态。此外，偏置运算器在第1最大相电压指令的绝对值不大于第1最小相电压指令的绝对值的情况、在第2最大相电压指令的绝对值不大于第2最小相电压指令的绝对值的情况、第1中间相电压指令的符号非负的情况、或第2中间相电压指令的符号非负的情况下，选择第2设定状态。由此，也能够得到与之前的实施方式3相同的效果。

实施方式5.

之前的实施方式4中，对基于第1三相电压指令或第2三相电压指令，交替选择第1设定状态和第2设定状态的情况进行了说明。与此相对，本发明的实施方式5中，对基于作为电流检测值的第1三相电流或第2三相电流，交替选择第1设定状态和第2设定状态的情况进行说明。

本实施方式5中，省略了与之前的实施方式1～4的相同点的说明，以与之前的实施方式1～4的不同点为中心进行说明。

图17是表示本发明的实施方式5的功率转换装置的整体的结构图。如图17所示，本实施方式5的功率转换装置包括平滑电容器3、第1功率转换器4a、第2功率转换器4b、控制部5、第1电流检测器9a以及第2电流检测器9b。

第1电流检测器9a检测流过第1三相绕组的第1三相电流的各电流。此外，作为第1电流检测器9a的具体的结构，将分流电阻或电流互感器(即ct)等电流传感器与第1低电位侧开关元件的各开关元件串联连接。

第2电流检测器9b检测流过第2三相绕组的第2三相电流的各电流。此外，作为第2电流检测器9b的具体的结构，将分流电阻或电流互感器(即ct)等电流传感器与第2低电位侧开关元件的各开关元件串联连接。

偏置运算器7输入由第1电流检测器9a检测到的第1三相电流、和由第1电流检测器9b检测到的第2三相电流。

这里，按照从大到小的顺序，将由第1电流检测器9a检测到的第1三相电流的各电流设为第1最大电流imax1、第1中间电流imid1、第1最小电流imin1。按照从大到小的顺序，将由第2电流检测器9b检测到的第2三相电流的各电流设为第2最大电流imax2、第2中间电流imid2、第2最小电流imin2。

接着，参照图18以及图19对第1偏置运算器7a以及第2偏置运算器7b分别基于第1三相电流或第2三相电流来交替选择第1设定状态和第2设定状态的动作进行说明。图18是表示本发明的实施方式5中，通过第1电流测器9a检测出的第1三相电流与偏置运算器7输出的第1三相施加电压的说明图。图19是表示本发明的实施方式5中，通过第1电流测器9a检测出的第1三相电流与偏置运算器7输出的第2三相施加电压的说明图。

图18的上部示出了由第1电流检测器9a检测到的第1三相电流的各电流的波形。图18的下部示出了第1三相施加电压的各施加电压的波形。

第1偏置运算器7a将第1最大电流imax1的绝对值和第1最小电流imin1的绝对值进行比较，在第1最大电流imax1的绝对值较大的情况下，选择第1设定状态，在第1最大电流imax1的绝对值并不较大的情况下，选择第2设定状态。

如图18所示，在电压相位θv为0deg到30deg的范围中，由于第1最大电流imax1(＝iu1)的绝对值大于第1最小电流imin1(＝iw1)的绝对值，因此选择第1设定状态。此外，在电压相位θv为30deg到60deg的范围中，由于第1最大电流imax1(＝iu1)的绝对值不大于第1最小电流imin1(＝iw1)的绝对值，因此选择第2设定状态。

像这样，第1偏置运算器7a将第1最大电流imax1的绝对值和第1最小电流imin1的绝对值进行比较，依照比较结果，交替选择第1设定状态和第2设定状态。

图19的上部示出了由第1电流检测器9a检测到的第1三相电流的各电流的波形。图19的下部示出了第2三相施加电压的各施加电压的波形。

第2偏置运算器7b将第1最大电流imax1的绝对值和第1最小电流imin1的绝对值进行比较，在第1最大电流imax1的绝对值较大的情况下，选择第1设定状态，在第1最大电流imax1的绝对值并不较大的情况下，选择第2设定状态。

如图19所示，在电压相位θv为0deg到30deg的范围中，由于第1最大电流imax1(＝iu1)的绝对值大于第1最小电流imin1(＝iw1)的绝对值，因此选择第1设定状态。此外，在电压相位θv为30deg到60deg的范围中，由于第1最大电流imax1(＝iu1)的绝对值不大于第1最小电流imin1(＝iw1)的绝对值，因此选择第2设定状态。

像这样，第2偏置运算器7b与第1偏置运算器7a同样地，将第1最大电流imax1的绝对值和第1最小电流imin1的绝对值进行比较，依照比较结果，交替选择第1设定状态和第2设定状态。

此外，例示了基于第1最大电流imax1的绝对值和第1最小电流imin1的绝对值的大小关系，切换第1设定状态和第2设定状态的情况。然而，也可以基于第2最大电流imax2的绝对值和第2最小电流imin2的绝对值的大小关系，切换第1设定状态和第2设定状态。

该情况下，第1偏置运算器7a和第2偏置运算器7b分别将第2最大电流imax2的绝对值和第2最小电流imin2的绝对值进行比较，在第2最大电流imax2的绝对值较大的情况下，选择第1设定状态，在第2最大电流imax2的绝对值并不较大的情况下，选择第2设定状态。

在比较了第1最大电流imax1的绝对值和第1最小电流imin1的绝对值的情况下，第1最大电流imax1的绝对值较大时，第1中间电流imid1的符号为负，第1最大电流imax1的绝对值并不较大时，第1中间电流imid1的符号非负。

由此，也可以利用这样的特性，基于第1中间电流imid1的符号，切换第1设定状态和第2设定状态。该情况下，在第1中间电流imid1为负时，选择第1设定状态，在第1中间电流imid1非负时，选择第2设定状态。

在比较了第2最大电流imax2的绝对值和第2最小电流imin2的绝对值的情况下，第2最大电流imax2的绝对值较大时，第2中间电流imid2的符号为负，第2最大电流imax2的绝对值不大时，第2中间电流imid2的符号非负。

由此，也可以利用这样的特性，基于第2中间电流imid2的符号，切换第1设定状态和第2设定状态。该情况下，在第2中间电流imid2为负时，选择第1设定状态，在第2中间电流imid2非负时，选择第2设定状态。

以上，根据本实施方式5，偏置运算器在第1最大电流的绝对值大于第1最小电流的绝对值的情况、在第2最大电流的绝对值大于第2最小电流的绝对值的情况、第1中间电流的符号为负的情况、或第2中间电流的符号为负的情况下，选择第1设定状态。此外，偏置运算器在第1最大电流的绝对值不大于第1最小电流的绝对值的情况、在第2最大电流的绝对值不大于第2最小电流的绝对值的情况、第1中间电流的符号非负的情况、或第2中间电流的符号非负的情况下，选择第2设定状态。由此，也能够得到与之前的实施方式3、4相同的效果。

此外，本实施方式5中，例示了基于第1最大电流imax1的绝对值和第1最小电流imin1的绝对值的大小关系来切换第1设定状态和第2设定状态的情况。然而，也可以基于第1最大电流imax1和第1最小电流imin1的和的符号来切换第1设定状态和第2设定状态。该情况下，在第1最大电流imax1和第1最小电流imin1的和为正的情况下，选择第1设定状态，在该和不为正的情况下，选择第2设定状态。

此外，也可以基于第2最大电流imax2和第2最小电流imin2的和的符号，来切换第1设定状态和第2设定状态。该情况下，在第2最大电流imax2和第2最小电流imin2的和为正的情况下，选择第1设定状态，在该和不为正的情况下，选择第2设定状态。

本实施方式5中，在输入至电流指令运算器6的控制指令是由对交流旋转电机1的u相电流指令iuref、v相电流指令ivref以及w相电流指令iwref构成的三相电流指令的情况下，也可以如下方式构成。其中，按照从大到小的顺序，将三相电流指令的各电流指令设为最大电流指令imaxref、中间电流指令imidref、最小电流指令iminref。

该情况下，偏置运算器7将最大电流指令imaxref的绝对值和最小电流指令iminref的绝对值进行比较，在最大电流指令imaxref的绝对值较大的情况下，选择第1设定状态，在最小电流指令iminref的绝对值不大的情况下，选择第2设定状态。

也可以根据最大电流指令imaxref和最小电流指令iminref的和的符号，在该和为正的情况下，选择第1设定状态，在该和为负的状态下，选择第2设定状态。

在比较了最大电流指令imaxref的绝对值和最小电流指令iminref的绝对值的情况下，最大电流指令imaxref的绝对值较大时，中间电流指令imidref的符号为负，最大电流指令imaxref的绝对值并不较大时，中间电流指令imidref的符号非负。

由此，也可以利用这样的特性，在中间电流指令imidref为负的情况下，选择第1设定状态，在中间电流指令imidref非负的情况下，选择第2设定状态。

实施方式6.

之前的实施方式1～5中，未考虑到第1功率转换器4a和第2功率转换器4b的故障检测。相对于此，本发明的实施方式6中，对考虑到第1功率转换器4a和第2功率转换器4b的故障检测的情况进行说明。

本实施方式6中，省略了与之前的实施方式1～5的相同点的说明，以与之前的实施方式1～5的不同点为中心进行说明。

图20是表示本发明的实施方式6的功率转换装置的整体的结构图。如图20所示，本实施方式6的功率转换装置包括平滑电容器3、第1功率转换器4a、第2功率转换器4b、控制部5、第1输出电压监控电路10a以及第2输出电压监控电路10b。

此外，控制部5具有电压指令运算器6、包含第1偏置运算器7a和第2偏置运算器7b的偏置运算器7、开关信号发生器8以及故障检测器11。

第1输出电压监控电路10a对将第1功率转换器4a输出至交流旋转电机1的各个第1输出电压相加而得到的第1电压相加值vm1进行检测。具体而言，基于第1三相绕组的u相绕组u1、v相绕组v1以及w相绕组w1的各端子电压vur1、vvr1、vwr1，运算第1电压相加值vm1，将运算结果输出至控制部5。

第2输出电压监控电路10b对将第2功率转换器4b输出至交流旋转电机1的各个第2输出电压相加而得到的第2电压相加值vm2进行检测。具体而言，第2输出电压监控电路10b基于第2三相绕组的u相绕组u2、v相绕组v2以及w相绕组w2的各端子电压vur2、vvr2、vwr2，运算第2电压相加值vm2，将运算结果输出至控制部5。

故障检测器11基于第1偏置电压voffset1、第2偏置电压voffset2、第1电压相加值vm1以及第2电压相加值vm2，检测第1功率转换器4a以及第2功率转换器4b的故障，将检测结果输出至开关信号发生器8。

开关信号发生器8在由故障检测器11判定为第1功率转换器4a故障的情况下，使开关信号qup1～qwn1全部设为“0”。该情况下，停止从第1功率转换器4a向交流旋转电机1供电。

开关信号发生器8在由故障检测器11判定为第2功率转换器4b故障的情况下，使开关信号qup2～qwn2全部设为“0”。该情况下，停止从第2功率转换器4b向交流旋转电机1供电。

接着，对第1输出电压监控电路10a进行详细说明。从第1三相绕组的各绕组经过了电阻r的点的第1电压相加值vm1由式(1)来提供。即，第1电压相加值vm1是将第1三相绕组的各绕组的各端子电压vur1、vvr1、vwr1相加而得到的值。

vm1＝(vur1+vvr1+vwr1)/3(1)

此外，由于偏置运算器7a输出的第1三相施加电压的各施加电压对第1偏置电压voffset1加上各相的相位差为2π/3的交流分量，因此以下式(2)～(4)来表示。其中，vamp1是电压指令运算器6输出的第1三相电压指令的振幅。

vu1’

＝vamp1·cos(θv)+voffset1(2)

vv1’

＝vamp1·cos(θv-π/3)+voffset1(3)

vw1’

＝vamp1·cos(θv+2π/3)+voffset1(4)

这里，在第1功率转换器4a的开关元件sup1～swn1正常动作的情况下，第1三相施加电压、第1三相绕组的端子电压几乎相等。即，vu1’≒vur1、vv1’≒vvr1、vw1’≒vwr1。于是，依据这样的关系，对式(2)～式(4)进行变形，则下式(5)～式(7)成立。

vur1

＝vamp1·cos(θv)+voffset1(5)

vvr1

＝vamp1·cos(θv-π/3)+voffset1(6)

vwr1

＝vamp1·cos(θv+2π/3)+voffset1(7)

将式(5)～式(7)代入式(1)，则下式(8)成立。

vm1＝voffset1/2(8)

由此，在第1功率转换器4a正常动作的情况下，由式(8)可知，第1电压相加值vm1成为第1偏置电压voffset1一半的值。

接着，考虑了第1三相绕组发生接地故障的情况。这里，接地故障表示三相绕组中的至少一相的端子电压在直流电源2的负极侧电位处为恒定。接地故障是由于第1功率转换器4a的开关元件sun1、svn1、swn1中的至少一个不受分别与之对应的开关信号qun1、qvn1、qwn1的状态所影响，始终处于导通状态而产生的。

作为一例，示出了开关元件sun1不受与之对应的开关信号qun1的状态所影响，始终呈导通的情况。该情况下，若第1三相电压指令由式(2)～(4)提供，则第1三相绕组的各端子电压vur1～vwr1如式(9)～式(11)所示。

vur1＝0(9)

vvr1

＝vamp1·cos(θv-π/3)+voffset1(10)

vwr1

＝vamp1·cos(θv+2π/3)+voffset1(11)

像这样，端子电压vur1为0v，为恒定，将式(9)～式(11)代入式(1)而求出的第1电压相加值vm1变得比式(8)所示的值要小。此外，不限于端子电压vur1，即使其它的端子电压vvr1以及vwr1为0v，为恒定，此时的第1电压相加值vm1也变得比式(8)所示的值要小。即，在第1三相绕组的任一相发生接地故障的情况下，第1电压相加值vm1均发生变化，成为比式(8)所示的值要小的值。

由上文可知，若第1三相绕组中产生接地故障，则至少一相的端子电压在直流电源2的负极侧电位处成为恒定，因此第1电压相加值vm1与未发生接地故障的情况相比，成为较小的值。

接着，考虑第1三相绕组发生电源故障的情况。这里，电源故障表示三相绕组中的至少一相的端子电压在直流电源2的正极侧电位(即直流电压vdc)处为恒定的故障。电源故障是由于第1功率转换器4a的开关元件sup1、svp1、swp1中的至少一个不受分别与之对应的开关信号qup1、qvp1、qwp1的状态所影响，始终处于导通状态而产生的。

作为一例，示出了开关元件sup1不受与之对应的开关信号qup1状态所影响，始终呈导通的情况。该情况下，若第1三相施加电压由式(2)～(4)提供，则第1三相绕组的各端子电压vur1～vwr1如式(12)～式(14)所示。

vur1＝vdc(12)

vvr1

＝vamp1·cos(θv-π/3)+voffset1(13)

vwr1

＝vamp1·cos(θv+2π/3)+voffset1(14)

像这样，端子电压vur1恒定为vdc，将式(12)～式(14)代入式(1)而求出的第1电压相加值vm1变得比式(8)所示的值要大。此外，不限于端子电压vur1，即使其它的端子电压vvr1以及vwr1为vdc，为恒定，此时的第1电压相加值vm1也变得比式(8)所示的值要大。即，在第1三相绕组的任一相发生电源故障的情况下，第1电压加算值vm1均发生变化，成为比式(8)所示的值要大的值。

由上文可知，若第1三相绕组中产生电源故障，则至少一相的端子电压在直流电源2的正极侧电位处成为恒定，因此第1电压相加值vm1与未发生电源故障的情况相比，成为较大的值。

第2输出电压监控电路10b可以说也与第1输出电压监控电路10a相同。即，针对通过将第2三相绕组的各绕组的各端子电压vur2、vvr2、vwr2相加而得到的第2电压相加值vm2，与第2三相绕组正常时相比，在电源故障时该相加值变大，在接地故障时该相加值变小，只要利用这一情况，则能检测电源故障和接地故障。

本实施方式6中，利用如下情况：第1电压相加值vm1和第2电压相加值vm2与无故障时的值相比，在电源故障时有所增大，在接地故障时有所减少。即，利用了第1电压相加值vm1和第2电压相加值vm2根据有无故障而发生变化的特性。

故障检测器11在第1电压相加值vm1偏离出根据第1偏置电压voffset1而预先设定的第1基准容许范围的情况下，判定为第1功率转换器4a的故障。故障检测器11在第2电压相加值vm2偏离出根据第2偏置电压voffset2而预先设定的第2基准容许范围的情况下，判定为第2功率转换器4b的故障。

更具体而言，故障检测器11在第1电压相加值vm1成为比基于第1偏置电压voffset1所决定的第1基准容许范围的值要低的值的情况下，作为第1功率转换器4a的故障判定，判定为接地故障，在该第1电压相加值vm1成为比该第1基准容许范围的值要高的值的情况下，作为第1功率转换器4a的故障判定，判定为电源故障。故障检测器11在第2电压相加值vm2成为比基于第2偏置电压voffset2所决定的第2基准容许范围的值要低的值的情况下，作为第2功率转换器4b的故障判定,判定为接地故障，在该第2电压相加值vm2成为比该第2基准容许范围的值要高的值的情况下，作为第2功率转换器4b的故障判定,判定为电源故障。

像这样，本实施方式6中能进行第1功率转换器4a和第2功率转换器4b的故障检测。

如上文所述，根据本实施方式6，相对于之前的实施方式1～5，还包括第1输出电压监控电路，该第1输出电压监控电路对将第1功率转换器输出至交流旋转电机的各个第1输出电压相加而得到的第1电压相加值进行检测；以及第2输出电压监控电路，该第2输出电压监控电路对将第2功率转换器输出至交流旋转电机的各个第2输出电压相加而得到的第2电压相加值进行检测。此外，控制部还具有故障检测器，该故障检测器在第1电压相加值偏离于根据第1偏置电压而预先设定的第1基准容许范围的情况下，判定为第1功率转换器故障，并且在第2电压相加值偏离于根据第2偏置电压而预先设定的第2基准容许范围的情况下，判定为第2功率转换器故障。

由此，除了之前的实施方式1～5的效果之外，还得到了能检测第1功率转换器和第2功率转换器的故障这样的效果。

这里，本实施方式1～5中，考虑到第1三相电压指令的振幅增大的情况。依照从大到小的顺序将第1三相施加电压的各施加电压设为第1最大施加电压、第1中间施加电压、第1最小施加电压。进而，该情况下，第1最小施加电压小于第1载波信号c2的最小值，或第1最大施加电压大于第1载波信号c1的最大值，从而发生电压饱和。

于是，如图21所示，偏置运算器7变更第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2。图21是用于说明本发明的实施方式6中，偏置运算器7变更第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2的情况的说明图。

这里，将第1偏置运算器7a输出的第1三相施加电压中最小的第1三相施加电压设为第1最小施加电压，将第2偏置运算器7b输出的第2三相施加电压中最小的第2三相施加电压设为第2最小施加电压。

在交流旋转电机1的转速为预先设定的转速阈值以上的情况、在对交流旋转电机1的电流指令为预先设定的电流指令阈值以上的情况、或在第1三相电压指令的振幅为预先设定的振幅阈值以上的情况下，偏置运算器7进行如下动作。

即，如图21所示，偏置运算器7变更第1偏置电压voffset1和第2偏置电压voffset2，使第1最小施加电压与第1载波信号c1的最小值即0相等，且使第2最小施加电压与第2载波信号c2的最小值即0相等。接着，偏置运算器7利用变更后的第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2，运算第1三相施加电压以及第2三相施加电压。

像这样，偏置运算器7根据第1三相电压指令的振幅，变更第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2，从而能避免电压饱和。即，偏置运算器7根据第1三相电压指令的振幅，切换至变更第1偏置电压voffset1以及第2偏置电压voffset2的第3设定状态，从而能避免电压饱和。

也可以基于与第1三相电压指令成正比的交流旋转电机1的转速切换至第3设定状态。该情况下，偏置运算器7在交流旋转电机1的转速大于转速阈值的情况下，切换至第3设定状态。

此外，第1三相施加电压和第2三相施加电压中，即使在由于产生之前的实施方式1～5中说明的＜4＞模式，从而使平滑电容器3的波纹电流ic超过了容许值的情况下，也能通过切换至第3设定状态，降低波纹电流ic。

即，对交流旋转电机1的电流指令被设定作为输入至电压指令运算器6的控制指令，在对交流旋转电机1的电流指令为电流阈值以上的情况下，偏置运算器7切换至第3设定状态。由此，能降低平滑电容器3的波纹电流ic。