本发明涉及变换器，具体涉及一种不间断电源、dc-dc变换器及其控制方法和控制装置。
背景技术
dc-dc变换器是一种应用于不间断电源中的电气装置。dc-dc变换器的输入端连接至可充电电池，其输出端连接至不间断电源中的正、负直流母线上。当市电出现故障时，dc-dc变换器将可充电电池中的直流电升压后输出至正、负直流母线上。
图1是现有技术的双向dc-dc变换器的电路图。如图1所示，双向dc-dc变换器1包括电感l11和电感l12，在正直流母线11和负直流母线12之间依次连接的具有反向并联二极管的绝缘栅双极型晶体管t11、t12、t13、t14，以及在正直流母线11和负直流母线12之间串联的正直流母线电容c11和负直流母线电容c12。可充电电池13与滤波电容cf并联，其正极通过电感l11连接至绝缘栅双极型晶体管t11、t12相连接形成的节点n11，其负极通过电感l12连接至绝缘栅双极型晶体管t13、t14相连接形成的节点n12。绝缘栅双极型晶体管t12、t13相连接形成的节点n13与正直流母线电容c11和负直流母线电容c12相连接形成的节点n14相连接且连接至电压参考点。
在不间断电源的实际应用中，常常需要将多个双向dc-dc变换器并联连接。图2是两个图1所示的双向dc-dc变换器并联的电路图，其中相同或者类似的部件其标号也相互对应。如图2所示，双向dc-dc变换器1中的滤波电容cf两端和双向dc-dc变换器1’中的滤波电容cf’两端都连接至可充电电池13，双向dc-dc变换器1的节点n14与双向dc-dc变换器1’的节点n14’相连接。
在升压模式(即电池放电)中，控制绝缘栅双极型晶体管t11、t14断开，绝缘栅双极型晶体管t12、t13导通，且控制绝缘栅双极型晶体管t11’、t14’断开，绝缘栅双极型晶体管t12’、t13’导通，此时至少形成了如下两个导电路径(参见图2中的虚线单箭头所示)：1)可充电电池13的正极依次经电感l11、节点n11、绝缘栅双极型晶体管t12、节点n13、绝缘栅双极型晶体管t13、节点n12、电感l12到可充电电池13的负极；2)可充电电池13的正极依次经电感l11’、节点n11’、绝缘栅双极型晶体管t12’、节点n13’、绝缘栅双极型晶体管t13’、节点n12’、电感l12’到可充电电池13的负极。
由于双向dc-dc变换器中实际选用的电感l11、l12、l11’和l12’的电感值等参数并不会完全相同，因此将导致节点n13和节点n13’的电压不等。例如当节点n13的电压高于节点n13’的电压时，此时电流还将从节点n13、节点n14流到节点n14’、节点n13’(参见图2中的虚线双箭头所示)。由此导致双向dc-dc变换器1和双向dc-dc变换器1’之间存在环流回路。该环流回路将导致双向dc-dc变换器1和双向dc-dc变换器1’的带负载能力不同，甚至可能导致双向dc-dc变换器损坏。
图3是现有技术的另一个双向dc-dc变换器的电路图。其与图1基本相同，区别在于，可充电电池的中间连接点n1、滤波电容cf1和滤波电容cf2相连接形成的节点n2、绝缘栅双极型晶体管t2和绝缘栅双极型晶体管t3连接形成的节点n3、正直流母线电容cp和负直流母线电容cn连接形成的节点n4相连接。该双向dc-dc变换器中的可充电电池必须选用偶数节电池或电池组，限制了其应用范围。另外，将可充电电池的中间连接点引出来增加了线材和配线复杂性，且增加了成本。
技术实现要素：
针对现有技术存在的上述技术问题，本发明提供了一种dc-dc变换器，包括：
串联的正直流母线电容和负直流母线电容；
在可充电电池的正极和负极之间串联的第一开关管和第二开关管；以及
双向可控开关装置，其一端连接至所述第一开关管和第二开关管连接形成的节点，其另一端连接至所述正直流母线电容和负直流母线电容连接形成的节点。
优选的，所述dc-dc变换器包括：
连接在所述第一开关管和正直流母线电容之间的第一二极管；
连接在所述第二开关管和负直流母线电容之间的第二二极管；
连接在所述第一开关管和可充电电池的正极之间的第一电感；以及
连接在所述第二开关管和可充电电池的负极之间的第二电感。
优选的，所述dc-dc变换器还包括：与所述第一二极管和第二二极管分别反向并联的第三开关管和第四开关管，以及与所述第一开关管和第二开关管分别反向并联的第三二极管和第四二极管。
优选的，所述双向可控开关装置包括反向串联的第五开关管和第六开关管，以及分别与第五开关管和第六开关管反向并联的二极管。
优选的，所述双向可控开关装置为逆导型绝缘栅双极型晶体管。
优选的，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的额定电压为所述正直流母线电容和负直流母线电容的电压之和的一半。
优选的，所述第一电感和第二电感正向耦合形成耦合电感。
优选的，所述dc-dc变换器包括与所述可充电电池并联的滤波电容。
本发明提供了一种用于上述dc-dc变换器的控制方法，给所述第一开关管和第二开关管提供相同的脉宽调制信号控制其交替导通和断开，控制所述双向可控开关装置交替导通和断开，其中控制所述双向可控开关装置在所述第一开关管和第二开关管断开前的第一预定时间内从断开切换为导通，且在所述第一开关管和第二开关管导通后的第二预定时间内从导通切换为断开。
本发明提供了一种用于上述dc-dc变换器的控制方法，控制第三开关管和第四开关管断开，给所述第一开关管和第二开关管提供相同的脉宽调制信号控制其交替导通和断开，控制所述双向可控开关装置交替导通和断开，其中控制所述双向可控开关装置在所述第一开关管和第二开关管断开前的第一预定时间内从断开切换为导通，且在所述第一开关管和第二开关管导通后的第二预定时间内从导通切换为断开。
本发明提供了一种用于上述dc-dc变换器的控制方法，给所述第三开关管和第四开关管提供相同的脉宽调制信号控制其交替导通和断开，控制所述第一开关管和第二开关管断开，控制所述双向可控开关装置导通。
本发明提供了一种用于上述的控制方法的控制装置，包括存储器和处理器，所述存储器存储了被所述处理器执行的计算机程序；所述处理器执行所述计算机程序时，使得所述控制装置执行上述的控制方法。
本发明还提供了一种并联dc-dc变换器，包括两个如上述的dc-dc变换器，其中一个dc-dc变换器中的正直流母线电容和负直流母线电容连接形成的节点连接至另一个dc-dc变换器中的正直流母线电容和负直流母线电容连接形成的节点。
本发明还提供了一种不间断电源，包括如上所述的dc-dc变换器或并联dc-dc变换器。
本发明的dc-dc变换器可选用额定电压为母线电压一半的开关管，以及任何节数的电池组，dc-dc变换器的成本和损耗低、尺寸和体积小、功率密度大。另外并联dc-dc变换器中无环流回路，避免了dc-dc变换器损坏等问题。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1是现有技术的双向dc-dc变换器的电路图。
图2是两个图1所示的双向dc-dc变换器并联的电路图。
图3是现有技术的另一个双向dc-dc变换器的电路图。
图4是根据本发明的第一个实施例的双向dc-dc变换器的电路图。
图5是图4所示的双向dc-dc变换器在升压模式下被提供的脉宽调制信号的时序图。
图6是图4所示的双向dc-dc变换器在图5所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t0-t1的等效电路图。
图7是图4所示的双向dc-dc变换器在图5所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t1-t2的等效电路图。
图8是图4所示的双向dc-dc变换器在图5所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t2-t3的等效电路图。
图9是图4所示的双向dc-dc变换器在降压模式下被提供的脉宽调制信号的时序图。
图10是图4所示的双向dc-dc变换器在图9所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t0’-t1’的等效电路图。
图11是图4所示的双向dc-dc变换器在图9所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t1’-t2’的等效电路图。
图12是根据本发明第二个实施例的双向dc-dc变换器的电路图。
图13是根据本发明较佳实施例的dc-dc变换器的电路图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。
图4是根据本发明的第一个实施例的双向dc-dc变换器的电路图。如图4所示，双向dc-dc变换器2包括电感l21、电感l22，具有反向并联二极管d21、d22、d23、d24的绝缘栅双极型晶体管t21、t22、t23、t24，以及串联的正直流母线电容c21和负直流母线电容c22。
正直流母线电容c21的正极端子连接至正直流母线21，负直流母线电容c22的负极端子连接至负直流母线22，正直流母线电容c21和负直流母线电容c22串联连接形成节点n24。绝缘栅双极型晶体管t21、t22、t23、t24在正直流母线电容c21的正极端子和负直流母线电容c22的负极端子之间依次连接，其中绝缘栅双极型晶体管t21、t22相连接形成节点n21，绝缘栅双极型晶体管t23、t24相连接形成节点n22，串联的绝缘栅双极型晶体管t22、t23相连接形成节点n23。可充电电池23的正极通过电感l21连接至节点n21，其负极通过电感l22连接至节点n22。
双向dc-dc变换器2还包括双向可控开关装置25，其包括具有反向并联二极管d25的绝缘栅双极型晶体管t25和具有反向并联二极管d26的绝缘栅双极型晶体管t26，其中绝缘栅双极型晶体管t25、t26反向串联。双向可控开关装置25的一端连接至节点n23，其另一端连接至节点n24。
下面将结合双向dc-dc变换器2的等效电路来说明其工作原理和优点。
图5是图4所示的双向dc-dc变换器在升压模式下被提供的脉宽调制信号的时序图。在升压模式(电池放电)下，给绝缘栅双极型晶体管t21、t24提供低电平控制其断开，给绝缘栅双极型晶体管t22、t23提供相同的脉宽调制信号，以控制其交替导通和断开，给绝缘栅双极型晶体管t25、t26提供相同的脉宽调制信号，以控制其交替导通和断开。在脉宽调制信号的一个周期内，绝缘栅双极型晶体管t25、t26在时间t0-t1内被提供低电平以处于断开状态，且在时间t1-t4内被提供高电平以处于导通状态。绝缘栅双极型晶体管t22、t23在时间t0-t2内被提供高电平以处于导通状态，在时间t2-t3内被提供低电平以处于断开状态，且在时间t3-t4内被提供高电平以处于导通状态。即控制绝缘栅双极型晶体管t25、t26在绝缘栅双极型晶体管t22、t23断开前的第一预定时间t1-t2内(微秒级)从断开切换为导通，且在绝缘栅双极型晶体管t22、t23导通后的第二预定时间t3-t4内(微秒级)从导通切换为断开。
图6是图4所示的双向dc-dc变换器在图5所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t0-t1的等效电路图。如图6所示，可充电电池23、电感l21、导通的绝缘栅双极型晶体管t22、t23以及电感l22形成的导电回路如图6中的虚线箭头所示。此时串联的绝缘栅双极型晶体管t22、t23的两端通过电感l21、l22连接至可充电电池23的正极和负极。可充电电池23通过上述串联回路使得电感l21、l22储能。由于节点n23、n24之间的绝缘栅双极型晶体管t25、t26(参见图4所示)处于断开状态，避免了并联的双向dc-dc变换器之间产生环流回路。
图7是图4所示的双向dc-dc变换器在图5所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t1-t2的等效电路图。其与图6基本相同，区别在于，绝缘栅双极型晶体管t25、t26在第一预定时间t1-t2处于导通状态。在实际应用环境下，通常给绝缘栅双极型晶体管t22、t23提供的脉宽调制信号会产生不同的延时，这将导致绝缘栅双极型晶体管t22、t23的开关状态并不完全同步。例如，当绝缘栅双极型晶体管t22断开、t23导通时，绝缘栅双极型晶体管t22的发射极的电压通过导通的双向可控开关装置25被箝位至节点n24的电压，由此绝缘栅双极型晶体管t22的电压被箝位至正直流母线电容c21两端的电压(即母线电压的一半)。同样，当绝缘栅双极型晶体管t22导通、t23断开时，绝缘栅双极型晶体管t23的集电极的电压通过导通的双向可控开关装置25被箝位至节点n24的电压，由此绝缘栅双极型晶体管t23的电压被箝位至负直流母线电容c22两端的电压(即母线电压的一半)。
由于双向可控开关装置25仅在微秒级的时间内(即第一预定时间t1-t2)导通，并联双向dc-dc变换器2之间的环流可以忽略。
图8是图4所示的双向dc-dc变换器在图5所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t2-t3的等效电路图。如图8所示，可充电电池23、电感l21、二极管d21、正直流母线电容c21、负直流母线电容c22、二极管d24、电感l22形成的导电回路如图8中的虚线箭头所示。此时串联的电感l21、l22释能并将电能存储至正直流母线电容c21和负直流母线电容c22上。由于绝缘栅双极型晶体管t22的发射极和绝缘栅双极型晶体管t23(参见图4所示)的集电极的电压通过导通的双向可控开关装置25被箝位至节点n24的电压，由此使得绝缘栅双极型晶体管t22、t23的电压被箝位至母线电压的一半。
双向dc-dc变换器2在图5所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t3-t4的等效电路图与图7相同，在此不再赘述。此时绝缘栅双极型晶体管t22、t23的电压同样被箝位至母线电压的一半。
图9是图4所示的双向dc-dc变换器在降压模式下被提供的脉宽调制信号的时序图。在降压模式(电池充电)下，给绝缘栅双极型晶体管t21、t24提供相同的脉宽调制信号，以控制其交替导通和断开，且给绝缘栅双极型晶体管t22、t23提供低电平使其断开，且给绝缘栅双极型晶体管t25、t26提供高电平使其导通。在脉宽调制信号的一个周期内，绝缘栅双极型晶体管t21、t24在时间t0’-t1’内被提供高电平以处于导通状态，在时间t1’-t2’内被提供低电平以处于断开状态。
图10是图4所示的双向dc-dc变换器在图9所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t0’-t1’的等效电路图。如图10所示，正直流母线电容c21、导通的绝缘栅双极型晶体管t21、电感l21、可充电电池23、电感l22、导通的绝缘栅双极型晶体管t24、负直流母线电容c22形成的导电回路如图10中的虚线箭头所示。
图11是图4所示的双向dc-dc变换器在图9所示的脉宽调制信号的时序图中的时间t1’-t2’的等效电路图。如图11所示，电感l21、可充电电池23、电感l22、二极管d23和二极管d22形成的导电回路如图11中的虚线箭头所示。此时串联的电感l21、l22释能并对可充电电池23充电。绝缘栅双极型晶体管t21的发射极和绝缘栅双极型晶体管t24的集电极(参见图4所示)的电压都通过导通的绝缘栅双极型晶体管t25、t26被箝位至节点n24的电压，因此绝缘栅双极型晶体管t21的电压被箝位至正直流母线电容c21两端的电压，绝缘栅双极型晶体管t24的电压被箝位至负直流母线电容c22两端的电压，即两者都被箝位至母线电压的一半。
在本实施例中，由于双向dc-dc变换器2中的绝缘栅双极型晶体管t25、t26在导通时用于箝位绝缘栅双极型晶体管t21、t22、t23、t24的电压，由此绝缘栅双极型晶体管t25、t26可选用额定电压低的开关管。
在本实施例中，双向dc-dc变换器2中的绝缘栅双极型晶体管t21、t22、t23、t24可选用额定电压为母线电压一半的开关管，由此降低了成本和损耗。更有利的是，在升压模式和降压模式中，可以提高脉宽调制信号的频率，使得绝缘栅双极型晶体管t21、t22、t23、t24在更高的开关频率下工作，由此可以选用较小的电感l21、l22和散热器，减小了双向dc-dc变换器2的尺寸和体积，增加了其功率密度。
本发明的双向dc-dc变换器2中的可充电电池23并不需要选择偶数个或偶数节电池组，并且无需将可充电电池23的中间连接点通过导线连接至参考点。
图12是根据本发明第二个实施例的双向dc-dc变换器的电路图。双向dc-dc变换器3与图4的双向dc-dc变换器2基本相同，因此其相同或者类似的部件其标号也相互对应，区别在于，电感l31和电感l32正向耦合形成耦合电感。双向dc-dc变换器3的工作模式与双向dc-dc变换器2相同，在此不再赘述。
图13是根据本发明较佳实施例的dc-dc变换器的电路图。图13所示的dc-dc变换器4与图4所示的双向dc-dc变换器2基本相同，因此其相同或者类似的部件其标号也相互对应，区别在于，dc-dc变换器4并不具有与二极管d41、d44反向并联的绝缘栅双极型晶体管，且不具有与绝缘栅双极型晶体管t42、t43反向并联的二极管。即可充电电池43的正、负极分别通过电感l41、l42连接至串联的绝缘栅双极型晶体管t42、t43的两端并形成节点n41、n42，二极管d41连接在节点n41和正直流母线电容c41的正极端子之间，二极管d44连接在负直流母线电容c42的负极端子和节点n42之间。
dc-dc变换器4的升压模式与图4的双向dc-dc变换器2的升压模式相同，在此不再赘述。
在本发明的另一个实施例中，dc-dc变换器4中的电感l41、l42正向耦合形成耦合电感。
在本发明的其他实施例中，双向dc-dc变换器2、3或dc-dc变换器4还包括与可充电电池并联的滤波电容，用于在降压模式中保护可充电电池。
在本发明的其他实施例中，双向可控开关装置25、35、45被替换为逆导型绝缘栅双极型晶体管(rc-igbt)。
在本发明的其他实施例中，上述双向dc-dc变换器2、3或dc-dc变换器4中的具有反向并联二极管的绝缘栅双极型晶体管被替换为可关断晶闸管(gto)或金氧半场效晶体管(mosfet)等开关管。
本发明提供了用于上述控制方法的控制装置，包括存储器和处理器，处理器执行存储器存储的计算机程序时，使得控制装置执行上述的控制方法。
本发明提供了一种并联dc-dc变换器，包括上述的两个双向dc-dc变换器或上述的两个dc-dc变换器，其中两个双向dc-dc变换器或两个dc-dc变换器中的正直流母线电容和负直流母线电容连接形成的节点相连接。多个双向dc-dc变换器或多个dc-dc变换器并联共电池连接后，解决了环流回路导致带负载能力不同的问题。
本发明还提供了一种不间断电源，包括如上所述的双向dc-dc变换器、dc-dc变换器或并联dc-dc变换器。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。