本发明涉及集成电路设计领域，尤其涉及一种电荷泵电路。
背景技术
随着集成电路的不断发展，基于低功耗、低成本的考虑，电荷泵在集成电路中的应用越来越广泛，相应地，对电荷泵电路的性能要求也越来越提高。于是，对各种高性能电荷泵的研究逐渐成为当前集成电路的研究热点之一。
电荷泵也称为开关电容式电压变换器，是一种利用所谓的“快速”(flying)或“泵送”电容(而非电感或变压器)来进行储能，由此进行直流－直流转换的dc-dc转换器。
技术实现要素：
发明所要解决的技术问题
最早的理想电荷泵模型是j.dickson在1976年提出的，其基本思想就是通过电容对电荷的累积效应而产生高压使电流由低电势流向高电势。图1示出了dickson电荷泵的基本原理图。但如后文中将要阐述的那样，这种传统的dickson电荷泵结构存在下述问题，即：由于阈值电压的损失以及衬底偏置效应的影响，随着级数的增加，输出效率大幅降低。
随着研究的不断推进，还提出有图2所示的交叉耦合电荷泵。这种交叉耦合型电荷泵中，通过相互利用另一个支路的节点电压来对传输晶体管的栅极进行动态偏置，从而能够消除阈值电压损失的影响。但该交叉耦合电荷泵电路却存在下述问题，即：首先，该电路中使用的是交叉耦合的nmos管，由于衬底接地，因此存在衬底偏置效应，当电压逐级升高时，衬底偏置效应将会越来越明显，在低电压工作时有可能导致nmos管最终不导通。其次，后级电荷在时钟转换时会向前级漏电，从而导致电流驱动能力不强，输出效率有所降低。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种电荷泵电路，能够消除阈值电压损失，减小衬底偏置效应，消除电荷回流引起的泄露电流，从而从整体上提高电荷泵电路的工作效率。
本发明的电荷泵电路的特征在于，包括：
电荷汲取单元，所述电荷汲取单元至少包括第一电荷汲取电路和第二电荷汲取电路；以及
电荷传输单元，所述电荷传输单元至少包括第一电荷传输开关元件和第二电荷传输开关元件，
所述第一电荷汲取电路和所述第二电荷汲取电路分别具有两个输出端，
所述第一电荷汲取电路的两个输出端分别连接至所述第一电荷传输开关元件的漏极以及所述第二电荷传输开关元件的漏极，
所述第二电荷汲取电路的两个输出端分别连接至所述第一电荷传输开关元件的栅极以及所述第二电荷传输开关元件的栅极。
在上述电荷泵电路中，优选为：利用控制时钟信号对所述电荷汲取电路进行控制，以使得在进行电荷汲取时，所述第一电荷传输开关元件的栅极与漏极短接，所述第二电荷传输开关元件的栅极与漏极短接。
在上述电荷泵电路中，优选为：利用控制时钟信号对所述电荷汲取电路进行控制，以使得在进行电荷传输时，所述第一电荷传输开关元件及所述第二电荷传输开关元件均工作在深三极管区。
在上述电荷泵电路中，优选为：所述电荷传输单元还具备分别与所述第一电荷传输开关元件和所述第二电荷传输开关元件相连接的两个动态衬底偏置电路，
所述动态衬底偏置电路由第一偏置开关元件和第二偏置开关元件连接而成，
所述第一电荷传输开关元件和所述第二电荷传输开关元件各自的衬底与所述第一偏置开关元件和所述第二偏置开关元件的源极相连接。
在上述电荷泵电路中，优选为：所述第一电荷传输开关元件的衬底与漏极相连接，所述第二电荷传输开关元件的衬底与漏极相连接。
在上述电荷泵电路中，优选为：所述第一电荷汲取电路具有第一电荷汲取开关元件、及第二电荷汲取开关元件，
所述第一电荷汲取开关元件的栅极连接至所述第二电荷汲取开关元件的源极，并作为所述第一电荷汲取电路的一个所述输出端，
所述第二电荷汲取开关元件的栅极连接至所述第一电荷汲取开关元件的源极，并作为所述第一电荷汲取电路的另一个所述输出端，
所述第二电荷汲取电路具有第三电荷汲取开关元件、及第四电荷汲取开关元件，
所述第三电荷汲取开关元件的栅极连接至所述第四电荷汲取开关元件的源极，并作为所述第二电荷汲取电路的一个所述输出端，
所述第四电荷汲取开关元件的栅极连接至所述第三电荷汲取开关元件的源极，并作为所述第二电荷汲取电路的另一个所述输出端，
所述第一电荷汲取开关元件至所述第四电荷汲取开关元件各自的衬底分别连接至其自身的漏极。
在上述电荷泵电路中，优选为：所述第一电荷汲取开关元件至所述第四电荷汲取开关元件均为三阱工艺下的nmos晶体管。
在上述电荷泵电路中，优选为：所述第一电荷汲取电路还包括第一电容器及第二电容器，所述控制时钟信号分别经由所述第一电容器、所述第二电容器被输入到所述第一电荷汲取开关元件和所述第二电荷汲取开关元件的源极，
所述第二电荷汲取电路还包括第三电容器及第四电容器，所述控制时钟信号分别经由所述第三电容器、所述第四电容器被输入到所述第三电荷汲取开关元件和所述第四电荷汲取开关元件的源极。
在上述电荷泵电路中，优选为：所述第一电荷传输开关元件及所述第二电荷传输开关元件为三阱工艺下的nmos晶体管。
本发明的电荷泵电路系统的特征在于：具备至少一个电荷泵电路，该至少一个电荷泵电路包括：电荷汲取单元，所述电荷汲取单元至少包括第一电荷汲取电路和第二电荷汲取电路；以及电荷传输单元，所述电荷传输单元至少包括第一电荷传输开关元件和第二电荷传输开关元件，所述第一电荷汲取电路和所述第二电荷汲取电路分别具有两个输出端，所述第一电荷汲取电路的两个输出端分别连接至所述第一电荷传输开关元件的漏极以及所述第二电荷传输开关元件的漏极，所述第二电荷汲取电路的两个输出端分别连接至所述第一电荷传输开关元件的栅极以及所述第二电荷传输开关元件的栅极。
在上述电荷泵电路系统中，优选为：利用控制时钟信号对所述电荷汲取电路进行控制，以使得在进行电荷汲取时，所述第一电荷传输开关元件的栅极与漏极短接，所述第二电荷传输开关元件的栅极与漏极短接。
在上述电荷泵电路系统中，优选为：利用控制时钟信号对所述电荷汲取电路进行控制，以使得在进行电荷传输时，所述第一电荷传输开关元件及所述第二电荷传输开关元件均工作在深三极管区。
在上述电荷泵电路系统中，优选为：所述第一电荷传输开关元件及所述第二电荷传输开关元件为三阱工艺下的nmos晶体管。
在上述电荷泵电路系统中，优选为：所述第一电荷汲取电路具有第一电荷汲取开关元件、及第二电荷汲取开关元件，
所述第一电荷汲取开关元件的栅极连接至所述第二电荷汲取开关元件的源极，并作为所述第一电荷汲取电路的一个所述输出端，
所述第二电荷汲取开关元件的栅极连接至所述第一电荷汲取开关元件的源极，并作为所述第一电荷汲取电路的另一个所述输出端，
所述第二电荷汲取电路具有第三电荷汲取开关元件、及第四电荷汲取开关元件，
所述第三电荷汲取开关元件的栅极连接至所述第四电荷汲取开关元件的源极，并作为所述第二电荷汲取电路的一个所述输出端，
所述第四电荷汲取开关元件的栅极连接至所述第三电荷汲取开关元件的源极，并作为所述第二电荷汲取电路的另一个所述输出端，
所述第一电荷汲取开关元件至所述第四电荷汲取开关元件各自的衬底分别连接至其自身的漏极。
在上述电荷泵电路系统中，优选为：所述第一电荷汲取开关元件至所述第四电荷汲取开关元件均为三阱工艺下的nmos晶体管。
发明效果
根据本发明所涉及的电荷泵电路，能够消除阈值电压损失，减小衬底偏置效应，消除电荷回流引起的泄露电流，从而从整体上提高电荷泵电路的工作效率。
此外，根据本发明所涉及的电荷泵电路，能够有效地减小电路失配等非理想因素带来的影响，信号稳定，具有很好的鲁棒性。
附图说明
图1是表示参考例1所涉及的dickson电荷泵的电路图及其控制时钟的时序图。
图2是表示参考例2所涉及的交叉耦合电荷泵的电路图。
图3是表示本发明的实施方式1所涉及的电荷泵的电路图。
图4是表示本发明的实施方式1所涉及的电荷泵的控制时钟信号的时序图。
图5是表示本发明的实施方式1所涉及的时钟生成电路的电路图。图5(a)是生成时钟信号clk1、clk2的时钟生成电路的电路图，图5(b)是生成时钟信号clk3、clk4的时钟生成电路的电路图。
图6是表示本发明的实施方式2所涉及的电荷泵的电路图。
图7是表示本发明的实施方式3所涉及的多阶电荷泵系统的电路图。
具体实施方式
本申请使用了特定词语来描述本申请的实施例。如“一个实施例”、“一实施例”、和/或“一些实施例”意指与本申请至少一个实施例相关的某一特征、结构或特点。因此，应强调并注意的是，本说明书中在不同位置两次或多次提及的“一实施例”或“一个实施例”或“一替代性实施例”并不一定是指同一实施例。此外，本申请的一个或多个实施例中的某些特征、结构或特点可以进行适当的组合。
应当注意的是，为了简化本申请披露的表述，从而帮助对一个或多个发明实施例的理解，前文对本申请实施例的描述中，有时会将多种特征归并至一个实施例、附图或对其的描述中。但是，这种披露方法并不意味着本申请对象所需要的特征比权利要求中提及的特征多。实际上，实施例的特征要少于上述披露的单个实施例的全部特征。
〔参考例1〕
图1是参考例1所涉及的dickson电荷泵的电路图以及其控制时钟的时序图，示出了四级dickson电荷泵的基本原理图。
如图1所示，该四阶dickson电荷泵具备5个晶体管md1～md5，时钟信号clk、
该四级dickson电荷泵的工作原理如下：
当时钟信号clk为0，
然后时钟信号clk变为vclk，
然后时钟信号clk再次变为零，
由此，对于一个n级的dickson电荷泵，在不考虑寄生电容等其他影响因素的情况下，最终的输出电压可由下述数学式1来表示：
vout＝vdd+n[vclk-vth]-vth(数学式1)
由该数学式1可知，在dickson电荷泵中，每一级的阈值电压损失大大降低了电荷泵的升压效率。并且，由于电荷泵中一般所使用的nmos管的衬底接地，从而源极衬底电压差逐级增加，这种衬底偏置效应导致晶体管的阈值电压也逐级增加，最终有可能会影响到电荷泵的正常工作。
〔参考例2〕
图2示出了参考例2所涉及的交叉耦合电荷泵的电路图。
如图2所示，交叉耦合型电荷泵相互利用另一个支路的节点电压对传输晶体管的栅极进行动态偏置，通过上下两个支路在每半个周期交替地向负载电容进行充电，由此能够解决了dickson电路中阈值电压损失的问题。
但该交叉耦合型电荷泵仍存在下述问题，即：后级电荷在时钟转换时会向前级漏电，导致驱动能力不强。此外，由于该电路中使用的是交叉耦合的nmos管，其存在严重的衬底偏置效应，因此会导致阈值电压增加，使得输出电压损失较高，输出效率大幅降低。
〔实施方式1〕
为了解决上述问题，本实施方式1中提出了一种电荷泵100。图3示出了该电荷泵100的电路图。
首先，对该电荷泵100的电路结构进行说明。如图3所示，该电荷泵100由电荷汲取单元10和电荷传输单元20构成(在图3中以虚线示出)。
电荷汲取单元10包括第一电荷汲取电路11和第二电荷汲取电路12(在图3中以点划线示出)。第一电荷汲取电路11包括：作为第一电荷汲取开关元件的晶体管m1、作为第二电荷汲取开关元件的晶体管m2、电容器c1、电容器c2。
晶体管m1和晶体管m2的漏极相连接，并连接至输入电压vin。晶体管m1的栅极连接至晶体管m2的源极，作为第一电荷汲取电路11的一个输出端；晶体管m2的栅极连接至晶体管m1的源极，作为第一电荷汲取电路11的另一个输出端。此外，晶体管m1和晶体管m2各自的衬底分别连接至其自身的漏极。
电容器c1的一端与晶体管m1的源极相连接，时钟信号clk1经由该电容器c1的另一端输入第一电荷汲取电路11。
电容器c2的一端与晶体管m2的源极相连接，时钟信号clk2经由该电容器c2的另一端输入第一电荷汲取电路11。
同样地，第二电荷汲取电路12包括：作为第三电荷汲取开关元件的晶体管m3、作为第三电荷汲取开关元件的晶体管m4、电容器c3、电容器c4。
晶体管m3和晶体管m4的漏极相连接，并连接至输入电压vin。晶体管m3的栅极连接至晶体管m4的源极，作为第二电荷汲取电路12的一个输出端；晶体管m4的栅极连接至晶体管m3的源极，作为第二电荷汲取电路12的另一个输出端。此外，晶体管m3和晶体管m4各自的衬底分别连接至其自身的漏极。
电容器c3的一端与晶体管m3的源极相连接，时钟信号clk3经由该电容器c3的另一端输入第二电荷汲取电路12。
电容器c4的一端与晶体管m4的源极相连接，时钟信号clk4经由该电容器c4的另一端输入第二电荷汲取电路12。
电荷传输单元20包括作为第一电荷传输开关元件的晶体管m5、作为第二电荷传输开关元件的晶体管m6、以及与晶体管m5相连接的动态衬底偏置电路201、与晶体管m6相连接的动态衬底偏置电路202(在图3中以点划线示出动态衬底偏置电路201、202)。
第一电荷汲取电路11的两个输出端分别连接至晶体管m5、晶体管m6的漏极，第二电荷汲取电路12的两个输出端分别连接至晶体管m5、晶体管m6的栅极。晶体管m5的源极与晶体管m6的源极相连接，来作为电荷传输单元20的输出端，即电荷泵100的输出端e。
动态衬底偏置电路201和动态衬底偏置电路202的结构相同，动态衬底偏置电路201由晶体管m7、m8连接构成，动态衬底偏置电路202由晶体管m9、m10连接构成。
动态衬底偏置电路201中，晶体管m7的漏极与第一电荷传输开关元件即晶体管5的漏极相连接，晶体管m8的漏极与第一电荷传输开关元件即晶体管5的源极相连接。晶体管m7的源极和晶体管m8的源极与第一电荷传输开关元件即晶体管5的衬底相连接。
同样地，动态衬底偏置电路202中，晶体管m9的漏极与第二电荷传输开关元件即晶体管6的漏极相连接，晶体管m10的漏极与第二电荷传输开关元件即晶体管6的源极相连接。晶体管m9的源极和晶体管m10的源极与第二电荷传输开关元件即晶体管6的衬底相连接。
上述电荷泵100的结构中，晶体管m1～晶体管m10均使用三阱工艺下的nmos管。
在实施方式1所述的电荷泵100的结构中，举例示出了电荷汲取单元10包括两个电荷汲取电路即第一电荷汲取电路11和第二电荷汲取电路12的示例，但电荷汲取电路的个数并不限于两个，电荷汲取单元10也可以包含两个以上的偶数个电荷汲取电路。此外，实施方式1中举例示出了电荷传输单元20包括作为第一电荷传输开关元件的晶体管m5、以及作为第二电荷传输开关元件的晶体管m6这两个晶体管的示例。但与上述电荷汲取电路相应地，电荷传输单元20所具有的电荷传输开关元件不限于两个，也可以包含两个以上的偶数个电荷传输开关元件。在电荷汲取电路的个数为2以上的偶数时，相应地设置2以上的偶数个电荷传输开关元件，以两个为一对，按上述同样的方式连接即可。
根据实施方式1所述的电荷泵100的结构，由于如图3所示那样，电路结构简单，电路拓扑高度对称，因此，能够有效地减小电路失配等非理想因素带来的影响，信号稳定，具有很好的鲁棒性。
根据实施方式1所述的电荷泵100的结构，由于对晶体管m5、晶体管m6分别连接了动态衬底偏置电路201、202，且该晶体管m5、m6各自的衬底分别连接至作为第一偏置开关元件的晶体管m7、m9和作为第二偏置开关元件的晶体管m8、m10的源极，因此，利用该动态衬底偏置电路201、202使得晶体管m5、m6的衬底始终被连接至电位较低的一端，即衬底电压始终跟随源极电压，消除了衬底偏置效应，从而能够解决现有的dickson电荷泵和交叉耦合电荷泵中由于存在严重的衬底偏置效应而导致阈值电压增加的问题。
此外，利用实施方式1所述的电荷泵100，还能够解决现有dickson电荷泵结构和交叉耦合电荷泵结构所存在的阈值电压损失及电荷倒流问题，以下，对此进行具体说明。
图4示出实施方式1所涉及的电荷泵的控制时钟信号的时序图。图5示出实施方式1所涉及的时钟生成电路。图5(a)是生成时钟信号clk1、clk2的时钟生成电路的电路图，图5(b)是生成时钟信号clk3、clk4的时钟生成电路即时钟幅度倍压电路的电路图。
图5(a)、图5(b)举例示出了用于生成图4所示的时钟信号的时钟生成电路，但实施方式1中所使用的时钟生成电路并不限于此，也可以采用其他结构的时钟生成电路，只要能够生成图4所示的时钟信号即可。
下面说明利用图4所示的时钟信号对电荷泵100进行控制的具体过程。此处，为了简化说明，将通过图5(a)的时钟生成电路生成的时钟信号clk1、clk2的幅值vclk设为与图5(b)所示的时钟幅度倍压电路的输入电压vcc相等。在实际应用中，vclk可根据电路设计需要进行调节。
关于作为第一电荷传输开关元件的晶体管m5，当clk1为vcc、clk2为0、clk3为0、clk4为2vcc时，晶体管m1关闭，晶体管m2导通，晶体管m3导通，晶体管m4关闭，在该状态下进行电荷汲取，利用输入电压vin对电容器c2、c3充电。此时，晶体管m2与电容器c2的连接点即接点b处的电压为vin，晶体管m3与电容器c3的连接点即接点c处的电压也为vin，从而晶体管m5的栅极与漏极短接。在该状态下，接点b与输出端e之间形成反向二极管连接形式，从而消除了电荷倒流引起的泄漏电流，有效地避免了电荷倒流问题。
当clk1变为0、clk2变为vcc、clk3变为2vcc、clk4变为2vcc时，晶体管m2与电容器c2的连接点即接点b处的电压变为vin+vcc，晶体管m3与电容器c3的连接点即接点c处的电压变为vin+2vcc。于是，晶体管m5的栅极电压得以提升，从而使得晶体管m5工作在深三极管区，本身相当于一个线性电阻。在该状态下，接点b的电压可以通过晶体管m5无损失地传递至输出端，消除了阈值电压损失。
关于作为第二电荷传输开关元件的晶体管m6，以与晶体管m5同样的方式进行控制即可。
即，利用时钟信号clk1、clk2、clk3、clk4对电荷汲取单元10进行控制，使得在进行电荷汲取时，晶体管m5的栅极与漏极短接，晶体管m6的栅极与漏极短接。由此，根据该结构，能够消除电荷倒流导致的泄漏电流，有效地避免电荷倒流，从而能够解决现有的交叉耦合电荷泵中因后级电荷在时钟转换时向前级漏电而导致驱动能力不强的问题。
此外，利用时钟信号clk1、clk2、clk3、clk4对电荷汲取单元10进行控制，使得在进行电荷传输时，晶体管m5和晶体管6均工作在深三极管区。由此，根据该结构，能够使电荷无损失地传递至输出端，消除了阈值电压损失，从而能够解决现有的dickson电荷泵中阈值电压损失的问题。
〔实施方式2〕
图6是表示本发明的实施方式2所涉及的电荷泵的电路图。图6中，对与实施方式1相同的结构标注相同的标号来进行说明。
实施方式2所涉及的电荷泵101与实施方式1所涉及的电荷泵100相比，仅电荷传输单元的结构不同，实施方式2中使用了电荷传输单元30来取代实施方式1中的电荷传输单元20。
具体而言，电荷传输单元30不具有实施方式1中的动态衬底偏置电路，仅设有作为第一电荷传输开关元件的晶体管m5和作为第二电荷传输开关元件的晶体管m6，并将晶体管m5的衬底与漏极相连，将晶体管m6的衬底与漏极相连。晶体管m5和m6均使用三阱工艺下的nmos管。
通过采用这种连接方式，晶体管m5和m6本质上成为一个二极管，基本上不受体效应的影响，由此无需另外设置单独的动态衬底偏置电路，就能够消除衬底偏置效应的影响。
根据实施方式2的电荷泵101的结构，由于其主体电路结构及其控制方式与实施方式1相同，因此能够实现与实施方式1相同的效果。
此外，由于电荷泵101中无需设置单独的动态衬底偏置电路，因此与实施方式1相比，还能够实现简化电路结构，降低成本的效果。
〔实施方式3〕
图7示出本发明的实施方式3所涉及的多阶电荷泵系统的电路图。如图7所示，该多阶电荷泵系统包括电荷泵传输阶1、电荷泵传输阶2、···电荷泵传输阶n-1及电荷泵传输阶n，总计包括n阶电荷泵电路。其中，n为大于等于1的整数。
该n阶电荷泵电路使用上述实施方式1或实施方式2所述的电荷泵100或电荷泵101。
在该多阶电荷泵系统中，在每个时钟周期内，电荷按上述实施方式1或实施方式2所述的方式进行逐级传递，在不考虑寄生电容等其他影响因素的情况下，最终可得到下述数学式2所示的稳定的输出电压：
vout＝vin+n·vcc(数学式2)
由此可见，与现有的dickson电荷泵和交叉耦合电荷泵相比，使用实施方式1或实施方式2所述的电荷泵100、电荷泵101构成的多阶(n阶)电荷泵系统能够消除阈值电压损失，减小衬底偏置效应，并消除电荷回流引起的泄露电流，从而有效地解决了现有的dickson电荷泵和交叉耦合电荷泵中所存在的问题，从整体上大幅提高了电荷泵的升压效率。
此外，还能够有效地减小电路失配等非理想因素带来的影响，输出电压信号稳定，具有很好的鲁棒性。
以上详细描述了本发明的优选实施方式。但应当理解为本发明在不脱离其广义精神和范围的情况下可以对上述各实施方式进行任意组合和变更，也可以进行各种变形。本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思做出诸多修改和变化。因此，凡本领域技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应属于由本发明的权利要求书所确定的保护范围内。