本公开涉及一种功率变换器、一种电感元件以及一种电感切除控制方法，更具体地讲，涉及一种能够提高变换器的性能的一种功率变换器、一种电感元件以及一种电感切除控制方法
背景技术
近年来，随着数据中心，人工智能等技术等发展，中央处理器(cpu)，图形处理器(gpu)及各类集成芯片(ic)的工作速度越来越快，工作电流越来越大，对其供电模块电压调节模块(vrm)的功率密度，效率，动态性能等方面的要求越来越严苛，对vrm的设计提出了非常高的挑战。在电压调节模块中，输出电感的体积往往是占比最高的，同时电感感量的选取也直接影响整个vrm的效率和动态性能。
为了解决这些问题，已经提出了在变换器中利用反耦合电感来减小电感体积，提升效率和动态性能的技术方案。然而，常规的反耦合电感在轻载切相时存在漏感增加，饱和能力下降，动态性能变差等缺点，本专利的动机正是基于解决传统反耦合电感的这一些问题。
技术实现要素：
为克服相关技术中存在的问题，本公开实施例提供一种功率变换器、一种电感元件以及一种电感切除控制方法，所述技术方案如下：
根据本公开的第一方面，提供了一种n相功率变换器，其中，n为大于3的自然数，所述n相功率变换器的每一相的输入并联、输出并联，所述n相功率变换器包括：
n个开关单元，其中所述n相功率变换器的每一相包含所述n个开关单元中的一个；以及
一集成电感单元，所述集成电感单元包括m个电感子单元，m为大于等于2的自然数，每个电感子单元包括i个电感，i为大于等于2的自然数，且n>m*i或n＝m*i，所述集成电感单元中的m*i个所述电感分别耦接所述n个开关单元中的m*i个开关单元，其中：
每个所述电感子单元的所述i个电感彼此反耦合，所述m个电感子单元之间的耦合系数小于每个所述电感子单元内所述i个电感之间的耦合系数。
根据本发明的一个实施例，所述m个电感子单元之间的耦合系数小于0.2。
根据本发明的一个实施例，任一所述电感子单元的所述i个电感产生的磁通不流经其他所述电感子单元的所述i个电感。
根据本发明的一个实施例，任一所述电感子单元至少与另一所述电感子单元共用一公共磁柱，且所述公共磁柱无气隙。
根据本发明的一个实施例，所述m个电感子单元按行排列，且相邻的两个所述电感子单元共用一所述公共磁柱，相邻的两个所述电感子单元内的2*i个所述电感产生的磁通均流经该公共磁柱。
根据本发明的一个实施例，所述电感子单元包括：
i个第一磁柱，所述i个第一磁柱均与至少一所述公共磁柱耦接，i个气隙分别形成于所述i个第一磁柱；以及
i个绕组，所述i个绕组分别绕设于所述i个第一磁柱用于形成所述i个电感。
根据本发明的一个实施例，在m*i个所述开关单元分别动作时，所述i个绕组中的第x个绕组在所述第x个绕组绕设的第x个所述第一磁柱中产生的直流磁通方向，与其他i-1个所述绕组在第x个所述第一磁柱中产生的直流磁通方向相反。
根据本发明的一个实施例，所述i个绕组分别包覆所述i个气隙。
根据本发明的一个实施例，所述电感子单元还包括第二磁柱，所述第二磁柱与至少一所述公共磁柱耦接，所述第二磁柱上具有气隙，且所述第二磁柱上不设置绕组。
根据本发明的一个实施例，每个所述电感子单元包括：
一第三磁柱，所述第三磁柱上具有一气隙；以及
一第一绕组和一第二绕组，所述第一绕组和所述第二绕组均绕设于所述第三磁柱，用以形成所述i个电感中的两个；
其中，在m*i个所述开关单元分别动作时，所述第一绕组在所述第三磁柱中产生的直流磁通方向，与所述第二绕组在所述第三磁柱中产生的直流磁通方向相反。
根据本发明的一个实施例，所述第三磁柱与至少一所述公共磁柱耦接，所述电感子单元内的所述i个电感的数量i等于2。
根据本发明的一个实施例，所述第三磁柱与所述公共磁柱彼此平行且交替排布，所述电感子单元内的所述i个电感的数量i等于2。
根据本发明的一个实施例，任一所述电感子单元的所述i个电感中第x个所述电感产生的直流磁通流经该电感子单元的其他i-1个所述电感，且所述任一所述电感子单元的所述i个电感中第x个所述电感产生的直流磁通流经该第x个所述电感的方向与所述任一所述电感子单元的其他i-1个所述电感产生的直流磁通流经该第x个所述电感的方向相反，且所述第x个所述电感产生的直流磁通不流经其他所述电感子单元的所述i个电感。
根据本发明的一个实施例，所述集成电感单元由所述m个电感子单元组成，每个所述电感子单元均由所述i个电感组成，其中，所述集成电感单元的m*i个所述电感彼此交错相位为360°/(m*i)，任一所述电感子单元的所述i个电感彼此交错相位为360°/i。
根据本发明的一个实施例，所述集成电感单元的数量为k个，其中k为大于1的自然数，且所述n＝k*m*i。
根据本发明的一个实施例，每个所述m个电感子单元包含一第四磁柱、一第三绕组和一第四绕组，所述第四磁柱上具有一气隙，所述第三绕组和所述第四绕组均绕设于所述第四磁柱，用以形成所述电感子单元中的i个电感，其中i等于2，所述m个电感子单元的所述第四磁柱彼此平行排布，其中，所述集成电感单元还包括至少一解耦磁柱，所述解耦磁柱无气隙，所述解耦磁柱上不绕设绕组，所述解耦磁柱与所述第四磁柱平行排布，并且所述第四磁柱与至少一个所述解耦磁柱耦接。
根据本发明的第二方面，提供了一种n相集成电感元件，其中，n为大于3的自然数，所述集成电感元件包括m个电感子单元，m为大于等于2的自然数，每个电感子单元至少包括i个电感，i为大于等于2的自然数，且n>m*i或n＝m*i，其中：
所述电感子单元的所述i个电感彼此耦合，所述m个电感子单元之间的耦合系数小于所述电感子单元内所述i个电感之间的耦合系数。
根据本发明的一个实施例，所述m个电感子单元之间不耦合。
根据本发明的一个实施例，任一所述电感子单元至少与另一所述电感子单元共用一公共磁柱，且所述公共磁柱无气隙。
根据本发明的一个实施例，所述m个电感子单元按行排列，且相邻的两个所述电感子单元共用一所述公共磁柱，相邻的两个所述电感子单元内的磁通均流经该公共磁柱。
根据本发明的一个实施例，所述电感子单元包括：
i个第一磁柱，所述i个第一磁柱均与至少一所述公共磁柱耦接，i个气隙分别形成于所述i个第一磁柱；以及
i个绕组，所述i个绕组分别绕设于所述i个第一磁柱用于形成所述i个电感。
根据本发明的一个实施例，所述i个绕组分别包覆所述i个气隙。
根据本发明的一个实施例，至少一所述绕组为u型绕组且具有位于同一平面的两个焊接端面。
根据本发明的一个实施例，所述电感子单元还包括第二磁柱，所述第二磁柱与至少一所述公共磁柱耦接，所述第二磁柱上具有气隙，且所述第二磁柱上不设置绕组。
根据本发明的一个实施例，所述公共磁柱的端部延伸超过所述i个第一磁柱。
根据本发明的一个实施例，所述电感子单元包括：
一第三磁柱，所述第三磁柱与至少一所述公共磁柱耦接，所述第三磁柱上具有一气隙；以及
一第一绕组和一第二绕组，所述第一绕组和所述第二绕组均绕设于所述第三磁柱，用以形成所述i个电感；
其中，所述电感子单元内所述i个电感的数量i等于2。根据本发明的一个实施例，所述第三磁柱的厚度小于所述公共磁柱的厚度，且所述第一绕组和所述第二绕组均为u型绕组且均具有位于同一平面的两个焊接端面。
根据本发明的一个实施例，所述电感子单元包括：
一第三磁柱，所述第三磁柱与所述公共磁柱平行，所述第三磁柱上具有一气隙；以及
一第一绕组和一第二绕组，所述第一绕组和所述第二绕组均绕设于所述第三磁柱，用以形成所述i个电感；
其中，所述第三磁柱与所述公共磁柱彼此平行且交替排布，且所述电感子单元内所述i个电感的数量i等于2。
根据本发明的一个实施例，每个所述m个电感子单元包含一第四磁柱、一第三绕组和一第四绕组，所述第四磁柱上具有一气隙，所述第三绕组和所述第四绕组均绕设于所述第四磁柱用以形成所述电感子单元中的i个电感，其中i等于2，所述m个电感子单元的所述第四磁柱彼此平行排布，其中，所述集成电感单元还包括至少一解耦磁柱，所述解耦磁柱无气隙，所述解耦磁柱上不绕设绕组，所述解耦磁柱与所述第四磁柱平行排布，并且所述第四磁柱与至少一个所述解耦磁柱耦接。
根据本发明的第三方面，提供了一种用于根据本发明第一方面的n相功率变换器的电感切除控制方法，所述电感切除控制方法包括：
控制与所述m个电感子单元中的y个电感子单元的y*i个电感耦接的y*i个所述开关单元为断开状态，其中，0＜y＜m，以切除所述y*i个电感；以及
控制其它所述m-y个电感子单元的(m-y)*i个所述电感的相位差为360°/[(m-y)*i]。
根据本发明的一个实施例，电感切除控制方法，还包括：
当y＝m-1时，控制与未切除的所述电感子单元的s个电感耦接的所述s个所述开关单元为断开状态，其中，0＜s＜i；以及
控制其它所述i-s个所述电感的相位差为360°/(i-s)。
本发明所公开的功率变换器、电感元件以及电感切除控制方法，至少具有三方面的优点中的任意一项：第一，同一个耦合电感子单元的电感相互反耦合，相比不耦合或者正耦合方案，反耦合可以实现更小的纹波电流，更低的动态感量，同时由于直流磁通至少部分地相互抵消，电感的饱和能力也会大幅提高。第二，在负载变化时，为了实现整个负载范围内的效率最优，控制器的控制模式可以从传统的“切相”方式变换到“切除单元”方式。比如从重载到轻载时，控制器会逐一切除各个耦合电感子单元，以提升整个变换器的轻载效率。但由于各个耦合电感子单元之间相互不耦合，因此这种切除或打开相应单元并不会影响电感的饱和特性，也不会影响电感的动态性能，优于传统的反耦合电感。最后，单元与单元之间磁柱为两个相邻单元公用，因此相比分立的电感，具有更小的磁芯体积，可以提升整个变换器的功率密度。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。
图1示意性地示出了应用分立电感的多相并联直流变换器原理图。
图2示意性地示出了应用反耦合电感的多相并联直流变换器原理图。
图3示意性地示出了一个典型的反耦合电感结构。
图4示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的多相并联直流变换器。
图5a是根据本发明实施例的集成电感单元的一个结构示例。
图5b示意性地示出了图5a所示集成电感单元的磁芯结构。
图5c示意性地示出了图5a所示集成电感单元的磁通分布。
图6a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例。
图6b示意性地示出了图6a所示集成电感单元的结构爆炸图。
图6c示意性地示出了图6a所示集成电感单元的侧视图。
图6d示意性地示出了沿图6a中的线a-a’截取的集成电感单元的剖面图。
图7a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例。
图7b示意性地示出了图7a所示集成电感单元的磁通分布。
图8a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例。
图8b示意性地示出了图8a所示集成电感单元的结构爆炸图。
图8c示意性地示出了图8a所示集成电感单元的侧视图。
图8d示意性地示出了沿图8a中的线a-a’截取的集成电感单元的剖面图。
图9a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例。
图9b示意性地示出了图9a所示集成电感单元的磁通分布。
图10a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例。
图10b示意性地示出了图10a所示集成电感单元的底视图。
图10c示意性地示出了图10a所示集成电感单元的俯视图。
图10d示意性地示出了图10a所示集成电感单元的磁芯结构图。
图10e示意性地示出了沿图10a中的线a-a’截取的集成电感单元的剖面图。
图11a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构示例。
图11b示意性地示出了图11a所示集成电感单元的磁通分布。
图12示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例。
图13示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例。
图14示意性地示出了根据本发明的另一实施例的集成电感单元的多相并联直流变换器。
图15a示意性地示出了集成电感单元的另一个结构的示例。
图15b示意性地示出了图15a所示集成电感单元的磁芯结构。
图15c示意性地示出了图15a所示集成电感单元的磁通分布。
通过上述附图，已示出本公开明确的实施例，后文中将有更详细的描述。这些附图和文字描述并不是为了通过任何方式限制本公开构思的范围，而是通过参考特定实施例为本领域技术人员说明本公开的概念。
具体实施方式
这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本公开相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本公开的一些方面相一致的装置和方法的例子。
图1示意性地示出了应用分立电感的多相并联直流变换器原理图；图2示意性地示出了应用反耦合电感的多相并联直流变换器原理图；图3示意性地示出了一个典型的反耦合电感结构。参照图1至图3，在功率变换器领域，用多个子变换器并联来增加系统的容量是一种常用的做法，通常这种变换器称作多相并联变换器。下面以六相变换器为例来说明一个典型的多相变换器方案，如图1所示，该变换器将输入电压v1变换为输出电压v2，给负载供电。每一相包含一个相应的开关单元和一个分立电感，每相电感包含两个端子，其中一端与开关单元相连，另一端与其他各相电感的一端连接在一起，作为整个功率变换器的公共输出端。为了实现更小的输出纹波，不同的相之间会错相工作，即通常所说的交错并联，如图中所示，两相之间至少互差60度。变换效率是功率变换器一个非常重要的性能指标，为了实现高变换效率，通常选取较大的感量，以减小交流纹波。另外，以了提升轻载下的变换效率，变换器通常会“切相”工作，比如从重载到轻载时，控制器会逐一减小工作的相数，直至单相工作。以减小损耗，提升效率。动态性能是这类变换器的另一个重要性能指标，从动态的要求看，各相电感的电感量越小，动态性能越好。因此动态指标和效率指标对感量的要求是不一致的。
在多相并联变换器中应用反耦合电感是另一广泛应用的技术，相比分立电感方案，反耦合电感方案可以更好的解决动态和纹波之间的矛盾，同时实现较小的动态电感和较大的稳态电感。以六相变换器为例来说明该方案的结构与原理，如图2所示，与图1所示分立电感方案不同的地方是该六相变换器应用了一个六相耦合电感单元20，耦合电感单元20的各个子电感l1，l2，l3，l4，l5，l6相互反耦合。图3所示为六相耦合电感单元的基本结构，该六相耦合电感单元包含两个公用的盖板以及连接这两个盖板的6个磁柱，各相电感绕组分别设置在相应的磁柱上。图3中的虚线示例了当绕组通电时，第一相绕组产生的磁通的分布情况，其中φ1为总磁通，φ10为第一相绕组的漏磁通，φ12，φ13，φ14，φ15，φ16分别为第一相绕组产生的耦合到其他各相绕组的互感磁通，由此可以看到在这个结构中，第一相绕组产生的磁通会耦合到其他各相绕组。相似地，其他相的绕组亦如此。因此该耦合电感单元20中，任意两相之间都是相互耦合的。也正是因为如此，耦合电感单元20在轻载切相时，比如在图2所示结构中，假设随着负载变小，第6相切除，则原本的互感磁通φ16就变成了第一相子电感l1的漏磁通，因此切相后会导致漏感增加，这会导致两个问题，第一，电感饱和电流下降，第二，电感的等效动态感量会增加，动态性能下降。
下面将参照本发明的具体实施例更详细地描述本发明的各方面。图4示意性地示出了根据本发明实施例的应用部分反耦合电感的多相并联直流变换器。参照图4，图4示出了一种六相功率变换器(例如，六相buck变换器)，其包括一集成电感单元40。绕组可由单股线或者多股线实现，也可以由扁平线或金属片等实现，本发明并不以此为限。例如，绕组可以通过将扁平线或金属片弯折成u型而成，并且使u型的扁平线或金属片形成的绕组插入到具有特定形状的磁芯结构(例如，口字型、日字形、ee型等)中，使得该绕组围绕相应的磁芯。每个绕组的一端分别与各相开关单元的一端sw相连，每个绕组的另一端连接在一起，作为整个变换器的输出端v2，定义电感电流的参考方向为从sw指向v2，如图中箭头所示。实际输出直流电流的方向可以同参考方向相同，即电流为正。然而本发明不限于此，实际输出直流电流的方向也可以同参考方向不同，即电流为负。
在图4的变换器中，集成电感单元40包含三个电感子单元41、42和43，同一个电感子单元内的电感相互反耦合，不同电感子单元之间的电感相互不耦合。即电感子单元41包含的两个电感l1和l4相互之间反耦合，电感子单元42包含的两个电感l2和l5相互之间反耦合，电感子单元43包含的两个电感l3和l6相互之间反耦合。但是电感子单元41，42，43相互之间不耦合。在本公开中，电感的“反耦合”是指不同电感产生的直流磁通相互抵消(例如，部分地抵消)。电感的“不耦合”是指一个电感产生的磁通几乎不经过或完全不经过另一个电感。为了减小输出纹波，多相并联功率变换器通常会采用错相工作，一种较佳的相位设置方式为：在具有m个电感子单元且每个电感子单元具有i个耦合的电感的变换器中，同一电感子单元内的电感互差约为360/i度，m个电感子单元的m*i个电感之间互差约为360/(m*i)度。本实施例中，i＝2，m＝3，因此电感子单元内互差约360/i＝180度，不同的电感子单元间的电感至少互差约360/(m*i)＝60度。例如，电感子单元41内l1和l4的相位分别是0度和180度，互差180度，电感子单元42内l2和l5的相位分别是60度和240度，互差180度，电感子单元43内l3和l6的相位分别是120度和300度，互差180度，电感子单元41，42和43之间的电感互差约60度。
图5a是根据本发明实施例的集成电感单元的一个结构示例；图5b示意性地示出了图5a所示集成电感单元的磁芯结构；图5c示意性地示出了图5a所示集成电感单元的磁通分布。参照图5a至图5c，将详细地描述根据本发明实施例的多相并联直流变换器。
图5a所示为图4所示变换器中集成电感单元40的一个示例性结构，所述集成电感单元包含磁芯和绕组，所述磁芯可以为铁氧体，非晶，硅钢片等高磁导率材料，通常其相对磁导率大于50，但本发明并不以此为限。请参考图5a和图5b，所述集成电感单元包含多个电感子单元51，52和53，本实施例中耦合电感单元数量m＝3，每个电感子单元可以形成一个“口”字形中空的磁芯结构，在“口”字磁芯单元的四个角落可以存在一些凸起，以增加单元内电感的漏感。例如，图5b中示意性地示出了这样的凸起57。然而本发明不限于此，在其它实施例中，可以包括其它数量的电感子单元。每个电感子单元均包含了多个电感，在本实施例中，每个电感子单元包含的电感数目i相等，都等于2。例如，电感子单元51包含了两个相互耦合的电感l1和l4，电感子单元52包含了两个相互耦合的电感l2和l5，电感子单元53包含了两个相互耦合的电感l3和l6。然而本发明不限于此，在其它实施例中，各个电感子单元可以包含其它数量的电感，并且各个电感子单元所包含的电感数量也可以不相等。每个电感子单元的磁芯与相邻电感子单元共用磁芯的公共部分，如图5b中的阴影部分所示。电感子单元的磁芯不与相邻电感子单元共用的非公共部分，如图5b中的空白部分所示。所述非公共部分可以设置有气隙，以实现一定的感量及防止电感饱和，如图5b中的501，502，503，504，505和506分别为电感l1，l2，l3，l4，l5和l6的气隙，每个电感的绕组绕设于磁芯的非公共部分。进一步地，为了减小气隙产生的杂散磁通，绕组可以设置于气隙所在的磁柱，包围气隙，但本发明并不以此为限。所述磁芯的公共部分不包含气隙，以实现不同磁芯单元之间的磁通解耦，具体请参考图5c。图5c示例性地示出了当电流流经电感子单元51的线圈时，电感子单元51的磁通分布，φ1为电感l1上的电流产生的总磁通，φ1包含两部分，其中φ10为电感l1的漏磁通，φ14为电感l1上电流产生的并且耦合至电感l4的磁通。φ4为电感l4上的电流产生的总磁通。由于电感子单元51和电感子单元52之间的公共柱不存在气隙，其磁阻较小，并且电感子单元52的非公共部分存在气隙502和505，磁阻很大，因此电感l1上电流产生的磁通只会与同一电感子单元内的电感l4耦合，而不会与其他电感子单元52和53内的电感(l2，l5，l3和l6)耦合。在实际应用中，由于漏磁通的存在，单元与单元之间可能会存在某种程度的弱耦合，但只要单元与单元之间的耦合系数小于0.2，则基本可以实现本发明的目的，因此在这种情况下，可以认为单元之间不耦合。电感绕组与开关单元之间的连接关系满足同一单元内的电感相互之间实现反耦合，即不同电感上的直流电流引起的磁通至少部分地相互抵消。如电感l1产生的并且耦合至电感l4的磁通φ14与电感l4自身产生的磁通φ4方向相反，磁通相互抵消，实现反耦合。
更具体地说，如图5c所示，当开关单元sw1动作时，电流沿电感l1中的线圈中的箭头所示的方向流经电感l1的线圈，从而产生如磁芯中的箭头所示的方向的磁通φ1、φ10、φ14。另外，当开关单元sw4动作时，相应地，电流沿电感l4中的线圈中的箭头所示的方向流经电感l4的线圈，从而产生如磁芯中的箭头所示的方向的磁通φ4(漏磁通φ40、互感磁通φ41未示出)。如图5c可见，由电感l1产生的并且耦合至电感l4的磁通φ14与电感l4自身产生的磁通φ4方向相反，因此电感l1与电感l4反耦合。
为了实现变换器在不同负载时都具有较好的变换效率，根据本发明实施例的变换器会采用“切除单元”的工作方式。根据变换器输出功率的不同，控制与y个电感子单元的y*i个电感耦接的开关单元中的所有开关处于断开状态，以使得该y个电感子单元退出工作，其中y是满足0<y<m的自然数，同时控制剩余还处于工作状态的m-y个电感子单元的电感相位差为360°/[(m-y)*i]。
继续参照图4的实施例，例如，在重载时，变换器输出功率较大，集成电感单元40的三个电感子单元41，42和43全部投入工作，各电感绕组相位互差约360/(m*i)，单元内相位互差约360/i。在负载变轻时，可以将某一个电感子单元内的所有电感整体退出工作，即y＝1，比如电感子单元43，此时，与电感子单元43耦接的所有开关单元不进行开关动作。剩余的各电感绕组相位差调整为360/[(m-1)*i]，剩余电感子单元内电感绕组相位差不变，仍然为360/i。当负载进一步变轻时，变换器输出功率减小，可以将另一个电感子单元42也退出工作，即y＝2，剩余的各电感绕组相位差调整为360/[(m-2)*i]，剩余电感子单元内电感绕组相位差不变，仍然为360/i。依次类推，直至只剩最后一个电感子单元工作。进一步地，当y＝m-1，即只剩最后一个电感子单元还在工作时，根据所述变换器输出功率的不同，控制与剩余的1个电感子单元的s个电感耦接的开关单元于断开状态，其中s满足0<s<i的自然数，控制剩余所述i-s个电感的相位差为360°/(i-s)。比如当只剩一个电感子单元41还在工作时，如果变换器输出功率进一步减小，则控制与电感l4耦接的开关单元处于断开状态，退出工作，仅剩电感l1还在工作。但本发明并不以此为限，例如也可以同时切除多个电感子单元，切除时不必采用特定的顺序。
同一个耦合电感子单元的电感相互反耦合，相比不耦合或者正耦合方案，反耦合可以实现更小的纹波电流，更低的动态感量，同时由于直流磁通至少部分地相互抵消，电感的饱和能力也会大幅提高。在负载变化时，为了实现整个负载范围内的效率最优，控制器的控制模式可以从传统的“切相”方式变换到“切除单元”方式。比如从重载到轻载时，控制器会逐一切除各个耦合电感子单元，以提升整个变换器的轻载效率。但由于各个耦合电感子单元之间相互不耦合，因此这种切除或打开相应的电感子单元并不会影响电感的饱和特性，也不会影响电感的动态性能。电感子单元与电感子单元之间磁柱为两个相邻电感子单元公用，因此相比分立的电感，具有更小的磁芯体积，可以提升整个变换器的功率密度。
下面，将参照本发明的其他实施例来进一步描述本发明的实施例的各个方面。
图6a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元另一个结构的示例；图6b示意性地示出了图6a所示集成电感单元的结构爆炸图；图6c示意性地示出了图6a所示集成电感单元的侧视图；图6d示意性地示出了沿图6a中的线a-a’截取的集成电感单元的剖面图。
图6a至图6d示出了图4所示的变换器中的集成电感单元40的另一示例性结构。该实施例与图5a至图5c所示的实施例类似，主要区别在于绕组所使用的线材类型以及电感引脚的形式。根据该实施例，绕组可以通过将扁平线或金属片弯折成u型而成。绕组可以包围气隙，这样可以减小气隙的扩散磁通，但本发明并不以此为限。另外，为了减小气隙扩散磁通在绕组上产生的涡流损耗，绕组可以避开磁柱一定的距离，而不是直接紧贴磁柱。例如，如图6d所示，绕组离开磁芯一定距离s1，s2和s3。每个u型绕组的两个端面，如图6c中的标号65所示，可以直接作为电感的焊盘与印刷电路板(pcb)连接而没有进一步将绕组弯折到电感底部，这样做的好处是可以进一步减小气隙扩散磁通引起的电感绕组上的涡流损耗，并且绕组伸出磁芯底部一定距离s4，使得当电感安装于pcb板之后，磁芯的气隙可以离开pcb板一定距离，以减小气隙扩散磁通在pcb上的涡流损耗，但本发明并不以此为限。u型绕组可以具有位于同一平面的两个焊接端面。
图7a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元另一个结构的示例；图7b示意性地示出了图7a所示集成电感单元的磁通分布。
图7a和图7b为图4所示变换器中集成电感单元40的另一示例性结构。参照图7a，多相集成电感单元包含3个电感子单元71、72和73，每个电感子单元包含2个电感。与图5所示实施例的主要区别在于，每个电感子单元为一个ee型结构。相邻的电感子单元的公用部分磁芯，如图7b中的阴影部分所示，公用部分无气隙，因此不同的电感子单元相互之间不耦合。电感子单元内的电感相互耦合。图7b中示出了当电流流经电感l1和l4时，电感l1和l4的磁通分布。电感l1产生的并且耦合至l4的磁通φ14与电感l4自身产生的磁通φ4方向相反，磁通至少部分地相互抵消，实现反耦合。电感l1产生的没有耦合至电感l4的漏磁通φ10分布于ee型磁芯单元的中柱。气隙设置于磁芯的非公用部分，例如，在本实施例中，气隙分别设置于ee型磁芯的两个边柱和一个中柱上，每个电感子单元的绕组分别绕设于两个边柱上。相比与前述实施例，该实施例的主要优点是可以实现较大的漏感，并且方便调节漏感大小。例如，通过调节ee型磁芯中柱上的气隙，即可调整漏感大小。
图8a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例；图8b示意性地示出了图8a所示集成电感单元的结构爆炸图；图8c示意性地示出了图8a所示集成电感单元的侧视图；图8d示意性地示出了沿图8a中的线a-a’截取的集成电感单元的剖面图。
图8a至图8d示出了图4所示变换器中的集成电感单元40的另一示例性结构。该实施例与图7a至图7b所示的实施例类似，主要区别在于绕组所使用的线材类型以及电感引脚的形式。根据该实施例，绕组可以通过将扁平线或金属片弯折成u型而成。绕组可以包围气隙，这样可以减小气隙的扩散磁通，但本发明并不以此为限。另外为了减小气隙扩散磁通在绕组上产生的涡流损耗，绕组可以避开磁柱一定的距离，而不是直接紧贴磁柱。例如，如图8d所示，绕组离开磁芯一定距离s1，s2和s3。每个u型绕组的两个端面，如图8c中的标号85所示，可以直接作为电感的焊盘与pcb连接而没有进一步将绕组弯折到电感底部，这样做的好处是可以进一步减小气隙扩散磁通引起的电感绕组上的涡流损耗，并且绕组伸出磁芯底部一定距离s4，使得当电感安装于pcb板之后，磁芯的气隙可以离开pcb板一定距离，以减小气隙扩散磁通在pcb上的涡流损耗。
图9a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例；图9b示意性地示出了图9a所示集成电感单元的磁通分布。
图9a和图9b为图4所示变换器中集成电感单元40的另一示例性结构。参见图9a，本实施例的集成电感单元包含3个电感子单元91、92和93，每个电感子单元均为ee型结构，每个电感子单元包含2个电感。相邻的电感子单元公用部分磁芯，如图9b中的阴影部分所示，公用部分无气隙，因此不同的电感子单元相互之间不耦合。电感子单元内的电感相互耦合，图9b中示出了当电流流经电感l1和l4时，电感l1和l4的磁通分布，电感l1产生的并且耦合至l4的磁通φ14与电感l4自身产生的磁通φ4方向相反，磁通至少部分地相互抵消，实现反耦合。气隙设置于磁芯的非公用部分，如可以设置于ee型磁芯单元的中柱或者边柱，或者中柱和边柱同时设置有气隙。该实施例与图7a至图7b所示实施例主要区别在于该实施例中两个绕组均绕设于ee型磁芯单元的中柱，耦合相对较强，漏磁通如图9b中的φ10所示。公用部分磁芯(公共磁柱)与绕设绕组的磁柱垂直耦接。
图10a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例；图10b示意性地示出了图10a所示电集成电感单元底视图；图10c示意性地示出了图10a所示集成电感单元的俯视图；图10d示意性地示出了图10a所示集成电感单元的磁芯结构图；图10e示意性地示出了沿图10a中的线a-a’截取的集成电感单元的剖面图。
图10a至图10e示出了图4所示变换器中集成电感单元40的另一示例性结构。该实施例是图9a至图9b所示的实施例在高度要求受限的场合下的一较佳实施例。该实施例中的绕组可以是通过将扁平线或金属片弯折而成的，一个好处是绕组折弯之后可以作为贴片电感的引脚，但本发明并不以此为限。ee型磁芯单元中柱的高度h1小于边柱及盖板的高度h2。气隙设置于ee型磁芯单元的中柱的中间位置。绕组设置于中柱的两端。因为绕组没有直接包围气隙，所以绕组可以直接紧贴中柱，因此该实施例可以实现很低的集成单元的总体高度。该实施例中，由于绕组绕设于中柱，与气隙设置于边柱的情况相比，气隙设置于中柱时可以有更小的漏磁通。进一步地，为了减小气隙扩散磁通对电感所安装的pcb引入的损耗，中柱下平面离开集成单元下平面一定距离s4。
图11a示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构示例；图11b示意性地示出了图11a所示集成电感单元的磁通分布。
图11a和图11b示出了图4所示变换器中集成电感单元40的另一示例性结构。参照图11a，该集成电感单元包含三个耦合电感子单元111、112和113。其中电感子单元111和113为“口”型磁芯单元，电感子单元112为ee型磁芯单元，相邻的磁芯单元公用部分磁芯，如图11b中的阴影部分所示。公用磁芯部分不包含气隙，因此实现了不同的电感子单元相互之间相互解耦。根据本实施例，将不同磁芯单元公用的，实现各电感子单元磁通解耦功能的一个或多个磁柱称作解耦磁柱。当根据本实施例的集成电感单元40用于多相变换器时，各个电感子单元内的电感相互反耦合，即同一电感子单元内的两个绕组产生的直流磁通至少部分地相互抵消。根据本实施例，气隙设置于磁芯的非公用部分，绕组绕设于气隙所在的磁柱。解耦磁柱与绕设绕组的磁柱彼此平行且交替排布。
图12示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例。如图12所示，集成电感单元包括3个电感子单元121、122和123，每个电感子单元包含2个电感。其中，每个电感子单元包括一个磁柱和两个绕组，其中所述磁柱上具有一气隙，并且所述两个绕组分别绕设于所述磁柱上用以形成该电感子单元中包含的2个电感。另外，该集成电感单元还包括解耦磁柱，该解耦磁柱无气隙，并且解耦磁柱上不绕设绕组。解耦磁柱与电感子单元中的磁柱平行排布，并且电感子单元中的磁柱与解耦磁柱耦接。解耦磁柱与绕设绕组的磁柱彼此平行排布。
图13示意性地示出了根据本发明实施例的集成电感单元的另一个结构的示例。如图13所示，集成电感单元包括3个电感子单元131、132和133，每个电感子单元包含2个电感。其中，每个电感子单元包括一个磁柱和两个绕组，其中所述磁柱上具有一气隙，并且所述两个绕组分别绕设于所述磁柱上用以形成该电感子单元中包含的2个电感。另外，该集成电感单元还包括解耦磁柱，该解耦磁柱无气隙，并且解耦磁柱上不绕设绕组。解耦磁柱与电感子单元中的磁柱平行排布，并且电感子单元中的磁柱与解耦磁柱耦接。其中，图13与图12的实施例的不同之处在于，图13的集成电感单元仅具有一个解耦磁柱。解耦磁柱与绕设绕组的磁柱彼此平行排布。
图12和图13的实施例中示出了具有一个或两个解耦磁柱的集成电感单元，然而本领域技术人员应当理解，本发明不限于此，集成电感单元可以具有其它数量的解耦磁柱。
图14示意性地示出了根据本发明的另一实施例的应用集成电感单元的多相并联直流变换器。
图14示出了一种六相功率变换器，其包括具有六个电感绕组的部分耦合的六相集成电感单元140。集成电感单元的绕组的数量可以等于多相变换器的相数。每个绕组的一端分别与各相开关单元的一端sw相连，每个绕组的另一端连接在一起，作为整个变换器的输出端v2，定义电感电流的参考方向为从sw指向v2，如图中箭头所示。在本实施例中，实际输出直流电流的方向可以同参考方向相同，即电流为正。然而本发明不限于此，实际输出直流电流的方向也可以同参考方向不同，即电流为负。
多相集成电感单元140包含两个电感子单元141和142，同一个电感子单元内的电感相互反耦合，不同电感子单元之间的电感相互不耦合。即电感子单元141包含的三个电感l1，l3和l5相互之间反耦合，电感子单元142包含的三个电感l2，l4和l6相互之间反耦合，但是电感子单元141所包含的电感l1，l3，l5与电感子单元142所包含的电感l2，l4，l6相互不耦合。多相并联功率变换器的相位关系满足：在具有m个电感子单元且每个电感子单元具有i个耦合的电感的变换器中，同一电感子单元内互差约为360/i度，不同电感子单元之间互差约为360/(m*i)度。本实施例中，i＝3，m＝2，因此电感子单元内互差约360/i＝120度，不同电感子单元间互差约360/(m*i)＝60度。例如，电感子单元141内l1、l3和l5的相位分别是0度、120度和240度，互差120度。电感子单元142内l2、l4和l5的相位分别是60度、180度和300度，互差120度，电感子单元121与电感子单元122之间相差60度。
图15a示意性地示出了集成电感单元的另一个结构的示例；图15b示意性地示出了图15a所示的集成电感单元的磁芯结构；图15c示意性地示出了图15a所示的集成电感单元的磁通分布。
图15a至图15c示出了图14所示的变换器中的集成电感单元140的示例性结构。该电感包含两个电感子单元151和152，每个电感子单元具有“日”字型磁芯。图15b所示为该集成电感单元的磁芯结构，两个电感子单元公用部分磁芯，如图中阴影部分，公用部分不包含气隙，以实现电感子单元与电感子单元之间的解耦。图15c示出了当电流流经电感l1、l3、l5时，部分磁通的分布情况。在图15c中，φ1为电感l1上电流产生的总磁通，φ1包含三部分，其中φ10为电感l1的漏磁通，φ13为电感l1上电流产生的并且耦合至电感l3的磁通，φ15为电感l1上电流产生的并且耦合至电感l5的磁通。φ3为电感l3上电流产生的总磁通，φ5为电感l5上电流产生的总磁通。φ13与φ3方向相反，φ15与φ5方向相反，因此l1与l3和l5实现反耦合。另外，由于电感子单元151和电感子单元152之间的公共柱不存在气隙，其磁阻较小，并且电感子单元152的非公共部分存在气隙，磁阻很大，因此电感l1上电流产生的磁通只会与同一电感子单元内的电感l3和l5耦合，而不会与电感子单元152内的电感(l2，l4和l6)耦合。
以上已经结合附图详细地描述本发明的一些实施例，其中变换器包含特定数量的相和/或电感，然而本领域技术人员应当理解，根据实际需要，变换器可以包括其它数量的相和/或电感。
因此，在根据本发明的另一实施例中，一种n相变换器包含k个电感单元，每个电感单元包含m个电感子单元，每个子单元包含i个电感绕组。变换器的总相数n＝k*m*i，电感单元内各相相位差至少为360/(m*i)，并且子单元内各相电感相位互差至少360/i。这里，n为大于3的自然数，k为大于等于1的自然数，m为大于等于2的自然数，i为大于等于2的自然数。
综上所述，根据本公开实施例的第一方面，提供了一种n相功率变换器(例如图4所示)，其中，n为大于3的自然数(例如图4中n＝6)，所述n相功率变换器的每一相的输入并联、输出并联，所述n相功率变换器包括：n个开关单元，其中所述n相功率变换器的每一相包含所述n个开关单元中的一个；以及一集成电感单元，所述集成电感单元包括m个电感子单元，m为大于等于2的自然数(例如图4中，集成电感单元40包含电感子单元41、42、43，即，m＝3)，每个电感子单元包括i个电感，i为大于等于2的自然数(例如图4中，电感子单元41包含电感l1和l2，即，i＝2)，且n>m*i或n＝m*i，所述集成电感单元中的m*i个所述电感分别耦接所述n个开关单元中的m*i个开关单元，其中：每个所述电感子单元的所述i个电感彼此反耦合(例如，在图4中，电感子单元41中的两个电感l1和l2彼此反耦合)，所述m个电感子单元之间的耦合系数小于每个所述电感子单元内所述i个电感之间的耦合系数(例如，在图4中，电感子单元41、42、43之间的耦合系数小于每个电感子单元内的电感的耦合系数)。
如图4所示，n相功率变换器的所有电感可以采用至少一个集成电感单元结构形成，此时n＝m*i，但本发明并不以此为限，例如也可以只对n个电感中的m*i个电感集成为一个集成电感单元，剩余的(n-m*i)个电感可以集成或不集成的方式实现，此时n≥m*i。n相功率变换器也可以采用两个或多个集成电感单元，例如一个集成电感单元(m个电感子单元，每个电感子单元有i个电感)形成m*i个电感，一个集成电感单元(p个电感子单元，每个电感子单元有q个电感)形成p*q个电感，则n>(m*i+p*q)或者n＝(m*i+p*q)。
根据本发明的一个实施例，所述m个电感子单元之间的耦合系数小于0.2。任一所述电感子单元的所述i个电感产生的磁通不流经其他所述电感子单元的所述i个电感。任一所述电感子单元至少与另一所述电感子单元共用一公共磁柱，且所述公共磁柱无气隙(例如，图5a中电感子单元51与电感子单元52之间共用一个无气隙的磁柱)。所述m个电感子单元可以并排排列为一行(例如，图5a中电感子单元51、52、53所示)，且相邻的两个所述电感子单元共用一所述公共磁柱，相邻的两个所述电感子单元内的2*i个所述电感产生的磁通均流经该公共磁柱(例如，如图5c所示，电感子单元51的2个(即i＝2)电感产生的磁通均流经电感子单元51与电感子单元52之间的公共磁柱，并且相似地，电感子单元52的2个(即i＝2)电感产生的磁通也均流经电感子单元51与电感子单元52之间的公共磁柱)。
根据本发明的一个实施例，所述电感子单元包括：i个第一磁柱，所述i个第一磁柱均与至少一所述公共磁柱耦接，i个气隙分别形成于所述i个第一磁柱；以及i个绕组，所述i个绕组分别绕设于所述i个第一磁柱用于形成所述i个电感(例如，如图5a至图5c所示，其中，i＝2)。
根据本发明的一个实施例，在m*i个所述开关单元分别动作时，所述i个绕组中的第x个绕组在所述第x个绕组绕设的第x个所述第一磁柱中产生的直流磁通方向，与其他i-1个所述绕组在第x个所述第一磁柱中产生的直流磁通方向相反(例如，如图5c所示，电感l1的绕组在该绕组绕设的第1个第一磁柱中产生的直流磁通方向与电感l2的绕组在上述第1个第一磁柱中产生的直流磁通的方向相反)。
根据本发明的一个实施例，所述i个绕组分别包覆所述i个气隙。
根据本发明的一个实施例，所述电感子单元还包括第二磁柱，所述第二磁柱与至少一所述公共磁柱耦接，所述第二磁柱上具有气隙，且所述第二磁柱上不设置绕组(例如，如图7a所示，电感子单元71包括一个未设置绕组的磁柱)。
根据本发明的一个实施例，每个所述电感子单元包括(例如，参见图9a和图9b)：一第三磁柱，所述第三磁柱上具有一气隙；以及一第一绕组和一第二绕组，所述第一绕组和所述第二绕组均绕设于所述第三磁柱，用以形成所述i个电感中的两个；其中，在m*i个所述开关单元分别动作时，所述第一绕组在所述第三磁柱中产生的直流磁通方向，与所述第二绕组在所述第三磁柱中产生的直流磁通方向相反。
根据本发明的一个实施例，所述第三磁柱与至少一所述公共磁柱彼此耦接(例如，互相垂直地耦接)，所述电感子单元内的所述i个电感的数量i等于2(例如，如图9a、图9b所示)。
根据本发明的一个实施例，所述第三磁柱与所述公共磁柱彼此平行且交替排布，所述电感子单元内的所述i个电感的数量i等于2(例如，如图11a、图11b所示)。
根据本发明的一个实施例，任一所述电感子单元的所述i个电感中第x个所述电感产生的直流磁通流经该电感子单元的其他i-1个所述电感，且所述第x个所述电感产生的直流磁通流经该第x个所述电感的方向与所述任一所述电感子单元的其他i-1个所述电感产生的直流磁通流经该第x个所述电感的方向相反，且所述第x个所述电感产生的直流磁通不流经其他所述电感子单元的所述i个电感(例如，如图15a、图15c所示，电感子单元151具有3个(即，i＝3)电感l1、l3、l5，其中第2个(即，x＝2)电感l3产生的直流磁通流经该电感子单元的其他2个电感l1、l5，并且该第2个电感l3产生的直流磁通流经电感l3的方向与另外两个电感l1、l5产生的直流磁通流经电感l3的方向相反，并且电感l3产生的直流磁通不流经电感子单元152中的电感l2、l4、l6)。
根据本发明的一个实施例，所述集成电感单元由所述m个电感子单元组成，每个所述电感子单元均由所述i个电感组成，其中，所述集成电感单元的m*i个所述电感彼此交错相位为360°/(m*i)，任一所述电感子单元的所述i个电感彼此交错相位为360°/i。
根据本发明的一个实施例，所述集成电感单元的数量为k个，其中k为大于1的自然数，且所述n＝k*m*i(例如，当具有2个(即，k＝2)如图4所示的集成电感单元40(其中m＝3，i＝2)的情况下，功率变换器可具有12个相(即，n＝2*3*2))或以上。
根据本发明的一个实施例，例如，如图12所示，每个所述m个电感子单元(例如，电感子单元121、122、123)包含一第四磁柱、一第三绕组和一第四绕组，所述第四磁柱上具有一气隙，所述第三绕组和所述第四绕组均绕设于所述第四磁柱，用以形成所述电感子单元中的i个电感，其中i等于2，所述m个电感子单元的所述第四磁柱彼此平行排布，其中，所述集成电感单元还包括至少一解耦磁柱(例如，参见附图12中阴影部分表示的磁柱)，所述解耦磁柱无气隙，所述解耦磁柱上不绕设绕组，所述解耦磁柱与所述第四磁柱平行排布，并且所述第四磁柱与至少一个所述解耦磁柱耦接。
根据本公开实施例的第二方面，提供了一种n相集成电感元件，其中，n为大于3的自然数，所述集成电感元件包括m个电感子单元，m为大于等于2的自然数，每个电感子单元至少包括i个电感，i为大于等于2的自然数，且n>m*i或n＝m*i，其中：所述电感子单元的所述i个电感彼此耦合，所述m个电感子单元之间的耦合系数小于所述电感子单元内所述i个电感之间的耦合系数。
根据本发明的一个实施例，所述m个电感子单元之间不耦合。
根据本发明的一个实施例，所述公共磁柱的端部延伸超过所述i个第一磁柱，如图5b的端部57所示。
根据本发明的一个实施例，所述第三磁柱的厚度小于所述公共磁柱的厚度，如图10a至图10e所示，且所述第一绕组和所述第二绕组均为u型绕组且均具有位于同一平面的两个焊接端面。
根据本发明的第三方面，提供了一种用于根据本发明的其它方面的n相功率变换器的电感切除控制方法，所述电感切除控制方法包括：控制与所述m个电感子单元中的y个电感子单元的y*i个电感耦接的y*i个所述开关单元为断开状态，其中，0＜y＜m，以切除所述y*i个电感；以及控制其它所述m-y个电感子单元的(m-y)*i个所述电感的相位差为360°/[(m-y)*i]。
根据本发明的一个实施例，电感切除控制方法，还包括：当y＝m-1时，控制与未切除的所述电感子单元的s个电感耦接的所述s个所述开关单元为断开状态，其中，0＜s＜i；以及控制其它所述i-s个所述电感的相位差为360°/(i-s)。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施方案。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和精神由所附的权利要求指出。
应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限制。