本发明涉及一种逆变器控制技术，特别涉及一种基于比例复数积分控制的三相并网逆变器双环控制方法。
背景技术：
现代社会随着经济发展和能源消耗，传统的化石能源造成的污染以及其自身的枯竭问题已经不可避免，人类把更多的目光放在可再生能源上。风能和太阳能则是干净无污染的新能源，蕴含量丰富，为首要之选。而逆变器技术，则是新能源接入电网过程中极其重要的技术之一。
逆变器输出电流必须经过滤波器滤除高次谐波，如今常用的滤波器为l型滤波器、lc型滤波器和lcl型滤波器。l型滤波器结构简单，易于实现，但滤波效果并不十分理想；lc型滤波器适用于双模式下的逆变器，并网情况下其滤波效果等同于l型滤波器，此时滤波电容c相当于本地负载，并无滤波作用；lcl型滤波器具有最优的滤波效果，滤波电容c作为高次谐波通道，能够有效滤除高次谐波。但由于为三阶系统，存在谐振峰，在谐振频率处有较大的增益，极易引起系统的不稳定。因此，控制系统的设计便显得尤为重要，不仅要保证控制系统稳定，还需要使系统的各种特性满足一定的要求。带lcl滤波器的三相并网逆变器一般有两种控制方式，以抑制谐振峰，分别为有源阻尼控制和无源阻尼控制。无源阻尼控制一般在滤波电容c上串联或并联电阻，增大系统阻尼。该方法简单有效，但新增的电阻无疑会增加系统消耗，影响效率。有源阻尼控制方式，一般采用并网电流和电容电流双环控制，能够有效抑制谐振峰，同时不会增加额外消耗。因此，研究lcl滤波器下的并网逆变器控制方法具有重要的理论和实际意义。
技术实现要素：
本发明是针对带lcl滤波器的三相并网逆变器控制的问题，提出了一种基于比例复数积分控制的三相并网逆变器双环控制方法，方法能够在保证系统稳定的前提下，提高并网电流的波形质量、跟踪精度和功率因数，同时有利于对桥臂开关管的保护，保证整个逆变器系统安全可靠的运行。
本发明的技术方案为：一种基于比例复数积分控制的三相并网逆变器双环控制方法，直流电压源通过高频开关三相逆变器将直流电压变为交流电，再经过lcl滤波器后给电网供电，三相并网逆变器双环控制方法如下：
将三相静止坐标系下的网侧电流检测信号i2a，2b，2c变换成两相静止坐标系下的电流i2α、i2β，将三相静止坐标系下的滤波电容电流检测信号ica、icb、icc变换成两相静止坐标系下的电流icα、icβ；
指令电流为idqref和电网电压锁相环检测电网电压相位信息θ输入，经过两相旋转坐标系下的指令电流信号变换成两相静止坐标系下的指令信号iαβref；
将i2β与并网电流参考信号iβref进行比较，比较后得到的误差信号送入pci控制器，pci控制器的输出信号作为滤波电容电流信号的给定参考信号，通过与icβ比较后将误差信号再送入第一内环比例控制器当中；网侧电流检测信号i2α与控制网侧电流的指令信号iαref进行比较，比较后的误差信号送入pci控制器当中，pci控制器的输出信号则作为滤波电容检测电流的给定参考信号，与icα进行比较，比较后的误差信号作为第二内环比例控制器ke的输入信号；
将两个内环比例控制器的输出信号从两相静止坐标系变换成三相静止坐标系下后，再送入spwm模块，由spwm模块输出开关驱动信号，该信号经过驱动电路后控制逆变器开关管的接通与关断，进而控制并网逆变器系统入网电流的幅值和相位以及并网电流质量。
所述三相并网逆变器双环控制的传递函数为：
a1＝kpkekpwm，
a0＝kekpwm(ki+jωkp)，
b4＝l1l2c，
b3＝kekpwml2c-jl1l2cω，
b2＝l1+l2-jkekpwml2cω，
b1＝kpkekpwm-jω(l1+l2)，
b0＝kekpwm(ki+jωkp)。
其中kp为pci控制器中比例系数，ke为内环比例控制器比例系数，kpwm为spwm模块增益，ki为pci控制器中积分系数，l1、l2和c为lcl滤波器中两个电感和电容，ω为工频角频率100π。
本发明的有益效果在于：本发明基于比例复数积分控制的三相并网逆变器双环控制方法，拥有控制精度高，跟踪效果好，功率因数高以及系统可靠性强等优点，适合于太阳能发电、风力等新能源并网系统，并且可推广到其它单相或者三相并网逆变器的控制方法当中。
附图说明
图1为本发明基于pci控制的带lcl滤波器的三相并网逆变器双环控制方法的整体结构框图；
图2为本发明lcl型滤波器的数学模型结构图；
图3为本发明三相并网逆变器控制系统结构模型图；
图4为本发明闭环控制系统的伯德图；
图5为本发明入网电流和并网电网电压图；
图6为本发明不同指令电流下pci控制和pi控制下的跟踪误差对比图。
具体实施方式
图1为本发明基于比例复数积分pci控制的带lcl滤波器的三相并网逆变器双环控制方法的整体结构框图，包括了直流电压源、高频开关三相逆变器、lcl滤波器、用于检测入网电流和滤波电容电流的检测变送器、电网电压三相锁相环模块、将三相静止坐标系下的三相电流转换成两相静止坐标系下两相电流的坐标变换单元1和坐标变换单元2，分别用于将电网侧的三相电流和滤波电容的三相电流进行坐标变换，将指令电流从两相旋转坐标系转换成两相静止坐标系的坐标变换单元，将内环比例控制器输出信号从两相静止坐标系转换成三相静止坐标系的坐标变换单元，以及2个用于对电流误差信号进行调节的pci控制器和2个p控制器。主要控制过程为：首先将三相静止坐标系下的网侧电流检测信号i2a，2b，2c变换成两相静止坐标系下的电流i2α、i2β，将三相静止坐标系下的滤波电容电流检测信号ica、icb、icc变换成两相静止坐标系下的电流icα、icβ。指令电流为idqref和电网电压锁相环检测电网电压相位信息θ输入，经过两相旋转坐标系下的指令电流信号变换成两相静止坐标系下的指令信号iαβref。将i2β与并网电流参考信号iβref进行比较，比较后得到的误差信号送入pci控制器，pci控制器的输出信号作为滤波电容电流信号的给定参考信号，通过与icβ比较后将误差信号再送入第一内环比例控制器当中。网侧电流检测信号i2α与控制网侧电流的指令信号iαref进行比较，比较后的误差信号送入pci控制器当中，pci控制器的输出信号则作为滤波电容检测电流的给定参考信号，与icα进行比较，比较后的误差信号作为第二内环比例控制器的输入信号。将两个内环比例控制器的输出信号从两相静止坐标系变换成三相静止坐标系下后，再送入spwm模块，由spwm模块输出开关驱动信号，该信号经过驱动电路后控制逆变器开关管的接通与关断，进而控制并网逆变器系统入网电流的幅值和相位以及并网电流质量。
为说明本发明的正确性和可行性，对一台lcl型三相并网逆变器系统进行仿真验证。仿真参数为：直流电压源电压700v，电网电压有效值220v，spwm的开关频率为10khz，lcl滤波器参数为l1＝l2＝3mh，c＝2uf。指令电流为30a。pci控制参数为kp＝0.5，ki＝500，ke＝0.22。
图2显示了lcl型滤波器的数学模型结构，图3显示了本发明三相并网逆变器控制系统结构模型。比例复数积分控制的数学模型为：
ω为工频角频率100π。
由图3可得系统的传递函数为：
a1＝kpkekpwm，
a0＝kekpwm(ki+jωkp)，
b4＝l1l2c，
b3＝kekpwml2c-jl1l2cω，
b2＝l1+l2-jkekpwml2cω，
b1＝kpkekpwm-jω(l1+l2)，
b0＝kekpwm(ki+jωkp)。
取参数为pci控制器中比例系数kp＝0.5，内环比例控制器比例系数ke＝22，spwm模块增益kpwm＝22，pci控制器中积分系数ki＝500，且ω＝314rad/s(100π)，则有a1＝11，a0＝11000+j3454，b4＝1.8*10-11，b3＝1.32*10-7-j5.65*10-9，b2＝0.006-j4.41*10-5，b1＝11-j1.884，b0＝11000+j3454。可得闭环控制系统的伯德图附图4所示。
图4是系统的伯德图，上图为系统的幅频特性，下图为相频特性，实线实线gc是闭环系统特性，虚线gl为lcl滤波器特性，图4中可以看出，在谐振频率处，三阶的lcl滤波器系统具有谐振峰，极易引起系统的不稳定，并且增大系统在谐振频率及其附近的谐波含量。采用基于pci控制下的双环控制，系统在基波处实现幅值及相位的无静差跟踪，并且在谐振频率处没有出现谐振峰，证明采用pci控制，可以增大系统阻尼，增加系统稳定性。
图5显示了入网电流和并网电网电压。图6显示不同指令电流下pci控制和pi控制下的跟踪误差。图5表明，pci控制下的入网电流具有较好的跟随性，基本实现单位功率因数并网。在相同条件下，pci控制下的电流thd值为1.67％，而pi控制下的电流thd值为2.29％，前者电流质量明显好于后者，证明在稳态条件下，pci的控制效果明显优于pi控制。附图6表明，在参数完全相同的情况下，pci控制下的并网电流稳态误差要远小于pi控制。并且，当指令电流越小时，pi控制下的电流稳态误差越大，而对于pci控制，指令电流的大小对稳态误差影响并非很大，从而有利于系统的稳定。
与现有的lcl滤波器并网电流的控制方法相比，如比例积分控制及准谐振控制，本发明方法内环采用电流电容反馈比例控制，外环控制采用pci控制，可实现对并网电流的直接控制，在基波处可实现无穷大增益，能够有效跟踪交流指令信号，有利于提高入网电流的控制精度，基本实现无静差跟踪，并且提高了入网电流的功率因数；采用双环控制增大了系统阻尼，有效抑制了系统谐振峰值，提高了系统稳定性，相比于传统的pi控制和准谐振控制，在相同参数条件下，系统具有更大的稳定裕度，可靠性大大增强。