变电站多功能节能型一体化充放电装置及控制方法与流程

本发明属于变电站直流系统技术领域，尤其涉及一种变电站多功能节能型一体化充放电装置及控制方法。

背景技术：

目前110kV变电站充电机检修、技改或停电消缺时，都需要使用临时移动式充电机作为备用电源，给全站直流负载供电。这种移动式充电机具有以下缺点：(1)功能单一，只能实现AC/DC的单向转换，不能实现能量的双向流动，所以目前的移动式充电机只能作为变电站充电机检修、技改或故障消缺时的临时备用电源，而不能将蓄电池放电实验时消耗的能量收集起来再次利用；(2)功率器件使用个数多，所以体积大、重量重不便于携带；(3)使用三相交流电源，而继保室主要配置为单相电源，所以应用范围小。

技术实现要素：

针对现有技术存在的问题和空白，本发明采用以下技术方案：

一种变电站多功能节能型一体化充放电装置，其特征在于，采用单相半桥推挽拓扑结构，包括：相连接的，由单相半桥PWM变换器构成的前级变换器、以及由双向推挽直流变换器构成的后级DC/DC变换器；所述前级变换器通过滤波电抗器L接交流侧；所述后级DC/DC变换器通过稳压电容器Cf接直流侧。

进一步地，所述单相半桥PWM变换器包括两个IGBT和两个稳压电容；其中第一IGBT(V1)的E极连接第二IGBT(V2)的C级，并经滤波电抗器L接交流侧；所述第一IGBT(V1)的C极连接第一稳压电容C1的一端，并接后级DC/DC变换器；所述第二IGBT(V2)的E级连接第二稳压电容C2的一端，并接后级DC/DC变换器；所述第一稳压电容C1与第二稳压电容C2的另一端互联并接交流侧。

进一步地，所述双向推挽直流变换器包括六个IGBT、两个滤波电抗器、五个电容和高频变压器；所述第一IGBT(V1)的C极连接第一稳压电容C1，并接第三IGBT(V3)的C极和第五IGBT(V5)的C极；所述第二IGBT(V2)的E级连接第二稳压电容C2，并接第四IGBT(V4)的E极和第六IGBT(V6)的E极；所述第三IGBT(V3)的E极连接第四IGBT(V4)的C极并接高频电压器T的初级侧；所述第五IGBT(V5)的E极连接第六IGBT(V6)的C极并接高频电压器T的初级侧；所述第三IGBT(V3)、第四IGBT(V4)、第五IGBT(V5)、第六IGBT(V6)的C级和E极之间分别并联有一个结电容；第七IGBT(V7)的C极连接第八IGBT(V8)的C极并接稳压电容Cf；所述稳压电容Cf的另一端接第一滤波电抗器L1和第二滤波电抗器L2的一端；所述第一滤波电抗器L1的另一端接第七IGBT(V7)的E极并接高频电压器T的次级侧；所述第二滤波电抗器L2的另一端接第八IGBT(V8)的E极并接高频电压器T的次级侧；所述稳压电容Cf的两端接直流侧。

进一步地，所述每个IGBT的C级和E极之间分别反向并联有一个二极管。

以及根据装置优选方案的控制方法，Vao为单相半桥PWM变换器两桥臂间的电压，Vs为交流侧电源电压，is为Vao和Vs之间的电流，其特征在于：当is与Vs同相位时，单相半桥PWM变换器工作在整流状态；当is与Vs反相时，单相半桥PWM变换器工作在逆变状态。

根据装置优选方案的控制方法，其特征在于，所述单相半桥PWM变换器采用基于功率前馈的无差拍控制方法：

设单相半桥PWM变换器给直流负载供电时，直流侧负载的功率为P；理想情况下，认为系统的开关损耗为0，则根据能量平衡的原理有下式：

UIcosδ＝P (1)

其中U，I和δ分别为交流侧的相电压有效值、相电流有效值及功率因数角；理想情况下单相PWM整流的功率因数角δ期望值为0，则期望的电网电流有效值为：

I＝P/U (2)

根据式(2)可以预测出前馈指令信号I，即为交流电流的期望幅值，通过前馈方式可以实现变换器的快速响应，实时跟踪负载功率的变化；

为了维持直流侧电压Udc的稳定并弥补IGBT及后级电路的能量损失，采用一个PI控制器来实现直流侧电压外环的闭环控制：

Iout＝kP1Δudc+kI1∫Δudcdt (3)

其中，Iout为外环电压PI控制器输出；kP1和kI1为比例和积分系数；Δudc＝uref-udc为电压跟踪误差；利用调节量Iout来进行直流侧电压能量的补偿，维持直流侧电压的稳定；

根据单相半桥变换器等效电气模型的电压电流关系，可以推得占空比为：

式(4)中，d为逆变器输出的占空比，Udc为逆变器直流母线电压值，TS为控制周期，id为指令电流，Us为交流侧电源电压，k为比例系数；根据所求得的占空比信号经过高频PWM调制后控制开关器件的状态，实现系统电能的高效变换。

根据装置优选方案的控制方法，所述双向推挽直流变换器采用软开关技术，利用高频变压器的漏感和IGBT的结电容来实现IGBT的零电压转换，同时又实现了恒定频率控制；器件开通时，电容先与电感发生谐振释放能量，电容电压不断下降，当电容电压降为零时，电流换流至反向并联在IGBT的C级和E极之间的二极管，将开关器件上电压钳位到零位，此时控制IGBT开通，实现零电压开通；而器件关断时，由于电容的作用，开关器件两端电压从零慢慢上升，此时控制IGBT关断，实现零电压关断。

本发明主要创新点在于：(1)不仅能将交流电转换为直流电，还能将直流电转换为交流电，从而实现能量的双向流动。这样不仅可以将本装置作为变电站充电机检修或故障消缺时的临时备用装置，还可以作为变电站UPS装置检修、技改或故障消缺时的备用电源，同时还可以利用本装置将蓄电池放电时释放的电能输送给电网，从而实现能源的高效利用。(2)通过改进装置的拓扑结构，减少功率器件的个数，从而减小装置体积和重量。(3)采用单相结构，增加装置的应用范围，本专利采用了单相半桥推挽的拓扑结构，避免了继保室找不到三相电源尴尬情况。

同时，本发明针对双向单相半桥推挽的拓扑结构，采用了功率前馈无差拍控制方法和软开关控制技术，不仅能实现系统的快速响应，而且还大大减少了开关损耗，有利于开关频率的提高，减少了装置的体积和重量，便于携带和应用。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：

图1是本发明实施例整体电路拓扑结构示意图；

图2是本发明实施例中单相半桥PWM变换器等效电路示意图；

图3是本发明实施例基于功率前馈的无差拍控制过程示意图。

具体实施方式

为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，作详细说明如下：

如图1所示，本发明实施例系统装置包括：相连接的，由单相半桥PWM变换器构成的前级变换器、以及由双向推挽直流变换器构成的后级DC/DC变换器；前级变换器通过滤波电抗器L接交流侧；后级DC/DC变换器通过稳压电容器Cf接直流侧。

在本实施例采用的单相半桥推挽拓扑结构中，Vs为交流侧电压；is为交流侧电流；L、L1、L2为滤波电抗器；C1、C2、Cf为稳压电容器；C3～C6为功率器件结电容；V1～V8为功率器件；T为高频变压器；V0为直流侧电压。前级变换器采用单相半桥PWM变换器，利用高频PWM技术，进行AC/DC或DC/AC变换。这样可以实现电能的双向高效转换，减少系统的谐波和无功含量，提高装置的转换效率。后级DC/DC变换器采用双向推挽直流变换器，将Udc转换为变电站需要的直流电V0。同时，还可以将蓄电池放电实验时消耗的能量转换为系统需要的交流电，从而实现能量的高效利用。

具体而言，单相半桥PWM变换器包括两个IGBT和两个稳压电容；其中第一IGBT(V1)的E极连接第二IGBT(V2)的C级，并经滤波电抗器L接交流侧；第一IGBT(V1)的C极连接第一稳压电容C1的一端，并接后级DC/DC变换器；第二IGBT(V2)的E级连接第二稳压电容C2的一端，并接后级DC/DC变换器；第一稳压电容C1与第二稳压电容C2的另一端互联并接交流侧。

双向推挽直流变换器包括六个IGBT、两个滤波电抗器、五个电容和高频变压器；第一IGBT(V1)的C极连接第一稳压电容C1，并接第三IGBT(V3)的C极和第五IGBT(V5)的C极；第二IGBT(V2)的E级连接第二稳压电容C2，并接第四IGBT(V4)的E极和第六IGBT(V6)的E极；第三IGBT(V3)的E极连接第四IGBT(V4)的C极并接高频电压器T的初级侧；第五IGBT(V5)的E极连接第六IGBT(V6)的C极并接高频电压器T的初级侧；第三IGBT(V3)、第四IGBT(V4)、第五IGBT(V5)、第六IGBT(V6)的C级和E极之间分别并联有一个结电容；第七IGBT(V7)的C极连接第八IGBT(V8)的C极并接稳压电容Cf；稳压电容Cf的另一端接第一滤波电抗器L1和第二滤波电抗器L2的一端；第一滤波电抗器L1的另一端接第七IGBT(V7)的E极并接高频电压器T的次级侧；第二滤波电抗器L2的另一端接第八IGBT(V8)的E极并接高频电压器T的次级侧；稳压电容Cf的两端接直流侧。

其中，每个IGBT的C级和E极之间分别反向并联有一个二极管，以保障IGBT不被过大的电流击穿。

根据本实施例提供的装置，前级单相半桥PWM变换器作为最基本的PWM转换电路之一，由2个全控型开关管IGBT组成，通过电感与电网相连接，直流侧接两个大的直流电容，将其等效为如图2所示，，Vao为单相半桥PWM变换器两桥臂间的电压，Vs为交流侧电源电压，is为Vao和Vs之间的电流：当is与Vs同相位时，单相半桥PWM变换器工作在整流状态，这种情况一般用于变电站直流负载或者作为充电机的备用电源；当is与Vs反相时，单相半桥PWM变换器工作在逆变状态，这种情况一般用于蓄电池等直流电能回馈电网或作为变电站UPS的备用电源。所以适当控制Vao的大小和相位，即可调整is的相位，使is与Vs同相或反相。

为了增强系统的鲁棒性，提高系统动态响应速度，通过负载功率的检测与前馈补偿，提高变换器的动态响应性能，实时跟踪负载功率的变化；通过采用无差拍控制方法，实现指令电流信号的快速无差跟踪，并利用高功率因数的PWM整流技术，实现电能的高效转换，减少系统的电压电流畸变。在本实施例中，单相半桥PWM变换器采用基于功率前馈的无差拍控制方法，其控制框图如图3所示：

设单相半桥PWM变换器给直流负载供电时，直流侧负载的功率为P；理想情况下，认为系统的开关损耗为0，则根据能量平衡的原理有下式：

UIcosδ＝P (1)

其中U，I和δ分别为交流侧的相电压有效值、相电流有效值及功率因数角；理想情况下单相PWM整流的功率因数角δ期望值为0，则期望的电网电流有效值为：

I＝P/U (2)

根据式(2)可以预测出前馈指令信号I，即为交流电流的期望幅值，通过前馈方式可以实现变换器的快速响应，实时跟踪负载功率的变化；

为了维持直流侧电压Udc的稳定并弥补IGBT及后级电路的能量损失，采用一个PI控制器来实现直流侧电压外环的闭环控制：

Iout＝kP1Δudc+kI1∫Δudcdt (3)

其中，Iout为外环电压PI控制器输出；kP1和kI1为比例和积分系数；Δudc＝uref-udc为电压跟踪误差；利用调节量Iout来进行直流侧电压能量的补偿，维持直流侧电压的稳定；

根据单相半桥变换器等效电气模型的电压电流关系，可以推得占空比为：

式(4)中，d为逆变器输出的占空比，Udc为逆变器直流母线电压值，TS为控制周期，id为指令电流，Us为交流侧电源电压，k为比例系数；根据所求得的占空比信号经过高频PWM调制后控制开关器件的状态，实现系统电能的高效变换。

在本实施例中，后级DC/DC变换器的双向推挽直流变换器采用软开关技术，利用高频变压器的漏感和IGBT的结电容来实现IGBT的零电压转换，同时又实现了恒定频率控制；器件开通时，电容先与电感发生谐振释放能量，电容电压不断下降，当电容电压降为零时，电流换流至反向并联在IGBT的C级和E极之间的二极管，将开关器件上电压钳位到零位，此时控制IGBT开通，实现零电压开通；而器件关断时，由于电容的作用，开关器件两端电压从零慢慢上升，此时控制IGBT关断，实现零电压关断。

本实施例充分利用全桥变换器开关管的结电容和高频变压器的漏感，使其在开关状态改变时产生谐振，从而实现开关管的零电压通，降低系统损耗，提高系统的转换效率。同时，采用移相控制零电压开关PWM变换器，大大减少了开关损耗，有利于开关频率的提高，减少了装置的体积和重量。

本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的变电站多功能节能型一体化充放电装置及控制方法，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。