复合式谐振全桥零电流开关直流变换器及其控制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，涉及一种复合式谐振全桥零电流开关直流变换器，适用于高压直流大功率场合。

背景技术

可再生能源技术在过去的几十年里快速发展，其中太阳能和风能是最受欢迎的可再生能源。随着不断增加的可再生能源的电力渗透，现有交流电网将面临分布式新能源接入、负荷和用电需求多样化、潮流均衡协调控制复杂化以及电能供应稳定性、高效性、经济性等方面的巨大挑战。而相对于传统的交流电网，通过新能源发电接入直流电网可以省却多个换流环节，能够显著节约投资运营成本和降低运行损耗。同时，直流电网本身具有线路成本低、输电损耗小、供电可靠性高等优势。而大功率dc/dc变换器是新能源发电接入直流电网或者进行直流输电的核心环节。虽然关于中高频隔离dc/dc变换器已经有了大量的研究，但仍然存在几个主要的问题阻碍了变换器功率水平的进一步增长，如较高的功率损失和较大的高压输出滤波电感等。现有技术中，实现传统全桥变换器的零电流软开关技术的辅助电路相对复杂，只能实现滞后桥臂的零电流同时还存在环流。

技术实现要素：

为解决上述问题，同时考虑到高效率的大功率dc/dc变换器在不断壮大的新能源发电中的重要性，本发明公开了提出了一种控制简单且能实现基础全桥电路所有开关管的零电流开通和关断，显著降低开关损耗提升效率的复合式谐振全桥变换器。

为了达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

复合式谐振全桥零电流开关直流变换器，包括：直流电源、两个输入分压电容、第一至第四主开关管、第五和第六辅开关管、谐振电感、谐振电容、第一和第二续流二极管、主变压器、辅变压器、两个整流二极管、两个输出稳压电容；

其中，两个输入分压电容串联组成分压电路，且并联在直流电源正负输出端；

第一主开关管和第二主开关管同向串联组成的第一开关桥臂，第三主开关管和第四主开关管同向串联组成的第二开关桥臂，第一和第二开关桥臂均正向并联在直流电源正负输出端；

谐振电感和主变压器的原边绕组串联，该串联支路两端分别连于第一主开关管、第二主开关管之间的第一串联点和第三主开关管、第四主开关管之间的第二串联点，且主变压器原边绕组的同名端在靠近第一串联点的一侧；

第一续流二极管和第二续流二极管同向串联，且第一续流二极管的阴极和第二续流二极管的阳极分别与直流电源的正负输出端相连；

第五辅开关管的漏极连于第一续流二极管和第二续流二极管之间的第三串联点，第六开关管的漏极连于两个分压电容之间的第四串联点，第五和第六辅开关管的源极连于一起；

谐振电容和辅变压器的原边绕组串联，该串联支路两端分别连于所述第一串联点和第三串联点，且辅变压器的原边绕组的同名端在靠近所述第一串联点的一侧；

两个整流二极管和两个输出稳压电容组成倍压整流电路；

所述主变压器的副边绕组和辅变压器的副边绕组同向串联后作为所述倍压整流电路的输入，主变压器的副边绕组的同名端和辅变压器的副边绕组的异名端分别为该输入的正和负。

作为优选，主变压器的副边与原边匝比大于辅变压器的副边与原边匝比，且(90％×输出电压与输入电压之比的一半)<主变压器的副边与原边匝比<输出电压与输入电压之比的一半。以此保证主变压器传输的功率为总功率的90％以上。

作为优选，第一至第四主开关管为igbt器件，且各自反并联一个二极管。

作为优选，第五辅开关管和第六辅开关管为两个反向串联的mosfet器件，且各自含有一个反并联的体二极管和一个寄生电容。

本发明还提供了复合式谐振全桥零电流开关直流变换器的控制方法，包括如下步骤：

第一开关管和第四开关管驱动波形完全一样，第二开关管和第三开关管驱动波形完全一样，第一至第四开关管的驱动占空比恒为0.5，且第一开关管与第二开关管的驱动互补；

第五开关管的开通起点与第一开关管的开通起点相同，第六开关管的开通起点与第二开关管的开通起点相同；

第五开关管和第六开关管驱动的占空比相等，通过闭环控制来调节二者的占空比使电路达稳态。

与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果：

与传统的全桥变换器相比，本发明实现了基础全桥电路所有igbt的零电流开通和关断，而两个辅管mosfet只需承受一半的输入电压，且能实现零电压零电流开通和零电压关断，因此显著降低了系统的开关损耗，适用于高压直流大功率场合；另外，四个igbt是固定占空比无需控制，因而系统的控制方法相对简单，采用的pwm控制技术也有利于降低传统变频谐振变换器中磁性元件的设计难度。

附图说明

图1是本发明提供的复合式谐振全桥零电流开关直流变换器示意图。

图2是本发明的典型波形。

图3是主电路工作于模态一的电流通路图。

图4是主电路工作于模态二的电流通路图。

图5是主电路工作于模态三的电流通路图。

图6是主电路工作于模态四的电流通路图。

具体实施方式

以下将结合具体实施例对本发明提供的技术方案进行详细说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。

本发明提供的复合式谐振全桥零电流开关直流变换器电路结构如图1所示，包括直流电源vin、第一分压电容cin1、第二输入分压电容和cin2、第一至第四主开关管q1～q4、第五辅开关管q5、第六辅开关管q6、谐振电感lr、谐振电容cr、第一续流二极管df1、第二续流二极管df2、主变压器tr1、辅变压器tr2、第一整流二极管dr1、第二整流二极管dr2、第一输出稳压电容co1、第二输出稳压电容co2。q1～q4各自反并联一个二极管，q5和q6各自反并联一个体二极管和一个寄生电容。

其中四个主开关管是igbt器件，并与谐振电感和主变压器原边组成基础全桥电路，而两个辅开关管是反向串联的mosfet器件，并与谐振电容和辅变压器原边组成辅助支路，且通过两个续流二极管续流；变换器输出侧的两个变压器副边同向串联后与两个整流二极管和两个稳压电容共同组成倍压整流电路。

具体的说，两个分压电容cin1和cin2串联组成输入分压电路正向并联在直流电源vin正负输出端，第一开关管q1和第二开关管q2同向串联组成第一开关桥臂，第三开关管q3和第四开关管q4同向串联组成第二开关桥臂，两个开关桥臂均正向并联在直流电源vin正负输出端；谐振电感lr和主变压器tr1的原边绕组串联，该串联支路两端分别连于第一开关管q1、第二开关管q2的串联点a和第三开关管q3、第四开关管q4的串联点b，且主变压器tr1原边绕组的同名端在靠近串联点a的一侧；第一续流二极管df1和第二续流二极管df2同向串联，且第一续流二极管df1的阴极和第二续流二极管df2的阳极分别与直流电源vin的正负输出端相连；第五开关管q5和第六开关管q6反向串联，且第五开关管q5的漏极连于第一续流二极管df1和第二续流二极管df2的串联点c，而第六开关管q6的漏极连于第一分压电容cin1和第二分压电容cin2的串联点d；谐振电容cr和辅变压器tr2的原边绕组串联，该串联支路两端分别连于串联点a和串联点c，且辅变压器tr2的原边绕组的同名端在靠近串联点a的一侧；第一整流二极管dr1、第二整流二极管dr2、第一输出稳压电容co1和第二输出稳压电容co2组成倍压整流电路；主变压器tr1的副边绕组和辅变压器tr2的副边绕组同向串联后作为该倍压整流电路的输入。

主变压器的副边与原边匝比应显著大于辅变压器的副边与原边匝比，以此保证主变压器传输的功率为总功率的90％以上。

下面以图1为主电路结构,结合图2～6叙述本发明的具体工作原理。本发明在不同负载时的工作原理相同。本发明的控制策略实施的具体方法如下：

q1和q4驱动波形完全一样，q2和q3驱动波形完全一样，q1～q4的驱动占空比恒为0.5，且q1与q2的驱动互补；q5的开通起点与q1的开通起点相同，q6的开通起点与q2的开通起点相同；q5和q6驱动的占空比相等，通过闭环控制来调节二者的占空比使电路达稳态。

图2是本发明的典型波形，根据电路的对称性，下面将只分析前半开关周期的工作模态。t0≤t＜t4为前半周期，包含的四个工作模态如下

如图3所示，模态一：t0≤t＜t1

t0时刻是一个新开关周期的起点，在所述t0时刻，主开关管q2和q3关断，主开关管q1、q4和辅开关管q5开通。由于在t0时刻之前所有开关管和二极管中的电流都已降为零，所以q2和q3实现了零电流关断，q1、q4和q5则为零电流开通。t0≤t＜t1时间区间内，输入侧电流分为两路：第一路从vin的正极出发，流经q1、lr、tr1的原边和q4，回到vin的负极，所以a和b两点间的电压vab为输入电压vin；第二路从cin1的正极出发，流经q1、cr、tr2的原边、q5、q6的寄生电容，回到cin1的负极，因为q6两端的电压在t0时刻为0.5vin，而且在本模态放电至零，所以a和c两点间的电压vac是从vin下降至0.5vin。本模态中，lr与cr和q6的寄生电容三者一起谐振，cr端电压vcr从最小值开始上升。输出侧电流流经dr1、tr1和tr2的副边，方向为从tr1副边同名端流出。

如图4所示，模态二：t1≤t＜t2

t1时刻q6两端的电压下降至零，ip2从q6的体二极管流过而ip1的电流通路不变，因此，lr只与cr进行谐振，电流开始谐振上升。因此，在本模态里，vab仍为vin而vac为cin1的端电压0.5vin。输出侧电流谐振上升，电流方向和电流通路与模态一中相同。

如图5所示，模态三：t2≤t＜t3

t2时刻q5关断，其余五个开关管状态保持不变。由于q5寄生电容的存在，ip2在t1时刻给c5充电，所以q5是零电压关断。t2≤t＜t3时间区间内，ip1、ip2、idr1均谐振下降，idr2保持为零。输入侧第一路电流方向和电流通路与模态二中相同；第二路电流方向与模态二中相同，但由于q5的关断，只在由q1、cr、tr2的原边和续流二极管df1组成的环路内流动。因此，在本模态里，vab为vin，而vac为零。输出侧电流谐振下降，电流方向和电流通路与模态二中相同。

如图6所示，模态四：t3≤t＜t4

t3时刻，所有六个开关管状态保持不变，ip1、ip2、idr1均下降至零，idr2也仍为零；t3≤t＜t4时间区间内，两个变压器和输入侧的六个开关管均无电流通过，输出侧也只由电容co1和co2向负载供电。在本模态里，vab为vin，而vac为零。t4时刻是上半个开关周期的结束点，也是下半个开关周期的起点。显然，q1和q2是零电流关断，q3、q4和q6是零电流开通。另外，由于模态三和四中q6的端电压已经为零，所以q6实现了零电压零电流开通。

下半个开关周期与上述半个开关周期的分析类似。综上所述，q1～q4能够实现零电流的开通和关断，而q5和q6只需承受一半的输入电压，且能够实现零电压零电流开通和零电压关断。

相对于传统的谐振变换器，本发明采用的控制策略较为简单，六个开关管中的四个主开关管是固定占空比无需控制，另外两个辅开关管采用脉宽调制，大大提高了系统的可靠性，也有利于降低传统变频谐振变换器中磁性元件的设计难度。本发明能实现四个主管igbt的零电流开通和关断，两个辅管mosfet只需承受一半的输入电压，且能实现零电压零电流开通和零电压关断，因此本发明具有开关损耗小、效率高、控制简单等优点。

本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。