本发明涉及能量传输技术领域，特别是一种磁耦合共振式智能电路。
背景技术：
一种基于磁耦合共振的中距离无线能量传输技术得到了国内外的高度关注，它并不向外发射电磁波，而是在它的周围形成了一个非辐射磁场。当接收线圈与发射线圈产生磁共振时，两个线圈之间会形成一个非辐射磁场通道，从而通过磁场能到电能的转换实现中距离的电能传输，该方法最大的优点是明显提高了无线能量传输效率和距离。
然而现有技术中，采用磁耦合共振技术来进行无线电能量变换或传输时，考虑到各类电路的拓扑结构各异，无功补偿电路各不相同，且副边由于外接电路或副边端系统能量或潮流变化的影响，多具有不可控性，现有技术中是通过设计相应针对性的电路及其控制模式，其可复制性低，故当外接电路不断变化时，频率与输出功率都会动态变化，如何保证频率的快速回归至谐振频率且对输出功率进行实时的反馈控制，是急需解决的技术问题。
技术实现要素：
针对上述问题，本发明旨在提供一种调节速度快，适用对象范围广，精度高的磁耦合式智能电路。
本发明的目的采用以下技术方案来实现：
本发明提供了一种磁耦合共振式智能电路，包括：
原边电路，包括依次连接的原边电能变换电路、原边无功补偿电路以及原边共振电路；副边电路，包括副边共振电路以及与副边共振线圈连接的副边无功补偿以及负载电路；所述原边电能变换电路包括整流电路以及逆变电路；所述原边电能变换电路等效成第一二端口网络，位于第一二端口网络输入端的为第一节点，第二节点位于第一二端口网络的输出端节点；所述第二节点还为由原边无功补偿网络构成的第二二端口网络的输入端节点，第二二端口网络输出端节点为第三节点；所述原边共振电路与副边共振电路构成第三端口网络，所述第三节点也为第三端口网络的输入端节点，所述第三端口网络的输出端节点为第四节点；所述智能电路还包括检测电路模块以及控制模块，所述检测电路模块用于在线实时检测各个节点的电流以及电压值；所述控制模块用于对获取的节点电流、电压数据进行处理并依据处理结果对电路中的工作频率以及输出功率进行调节控制。
优选地，所述整流电路采用全波整流电路，用于输出电压恒定，电流大于零且为半正弦波的直流。
优选地，所述逆变电路采用全桥逆变电路，用于稳态运行时，产生电压、电流同步变化的交流。
优选地，所述无功补偿电路采用t形补偿电路，包括第一电感，第二电感以及中间电容；所述第一电感与第二电感串联，所述中间电容的一端连接在第一电感与第二电感之间。
优选地，所述检测电路模块包括用于检测节点各电压以及电流的电压、电流检测单元以及用于获取各节点电压、电流信号的过零时刻的过零检测单元。
优选地，所述控制模块包括频率控制单元、反射阻抗计算单元以及输出功率控制单元；所述频率控制单元用于调节电路的工作频率，使得其跟随原副边之间共振电路的谐振频率；所述反射阻抗计算单元用于计算副边电路对原边电路的等效阻抗；所述输出功率控制单元用于根据原边电路中的流经第三节点的功率来调节控制输出功率。
优选地，所述反射阻抗计算单元通过检测第二节点处的电压、电流以及其相差的相位差角，实时计算反射阻抗，具体有：
(1)电压、电流检测单元设定采样周期，在一个采样周期对第二节点的电压、电流值进行采样；
(2)将在第二节点检测到的电压电流送入过零检测单元，获取第二节点的电压过零的时刻ta；获取第二节点处电流过零的时刻tb；根据第二节点电压电流的频率计算出偏移相位角θ，计算公式为θ＝w×(|tb-ta|)；w为第二节点处电压、电流的角频率。
(3)依据原边采集到的电气参数以及原边无功补偿电路以及原边共振电路的内阻，计算副边对原边的反射阻抗：
式中，zr为副边电路对原边电路的反射阻抗，v2为第二节点在一个采样周期内电压的有效值；i2为第二节点在一个采样周期内电流的有效值；i2max为第二节点在一个采样周期内电流的最大值；θ为偏移相位角；iw为在一个采样周期内流过原边无功补偿电路以及原边共振电路内经阻抗变换的内阻的电流的有效值；rp为原边无功补偿电路以及原边共振电路内经阻抗变换的内阻；ip为在采样周期内流经原边共振电路的电流的有效值；ipmax为原边共振电路的电流在一个采样周期内电流的最大值。
本发明的有益效果为：本发明提供了一种磁耦合共振式智能电路，并基于能量守恒以及等效电路的原理，对该一般意义上用于电能传输以及交换的磁耦合共振式电路进行节点能量模型建模；并基于该模型对关键节点的流动功率分析，建立了调节速度快，控制精确的控制策略，避免了因磁耦合共振造成的电路系统高阶且非线性以及电气隔离造成的负载变化难以适应的问题，实现了对该电路的工作频率以及输出功率的智能控制。
附图说明
利用附图对本发明作进一步说明，但附图中的实施例不构成对本发明的任何限制，对于本领域的普通技术人员，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据以下附图获得其它的附图。
图1为本发明一个优选实施例中磁耦合共振式智能电路的电路框架图；
图2为本发明一个优选实施例中原边电能变换电路的电路框架图；
图3为本发明一个优选实施例中整流电路的电路连接图；
图4为本发明一个优选实施例中逆变电路的电路连接图；
图5为本发明一个优选实施例中原边无功补偿电路与原边共振电路的电路连接图。
附图标记：
第一节点1；第二节点2；第三节点3；第四节点4；第五节点5。
具体实施方式
结合以下应用场景对本发明作进一步描述。
参见图1，
本发明提供了一种磁耦合共振式智能电路，包括：
原边电路，包括依次连接的原边电能变换电路、原边无功补偿电路以及原边共振电路；副边电路，包括副边共振电路以及与副边共振线圈连接的副边无功补偿以及负载电路；所述原边电能变换电路包括整流电路以及逆变电路；所述原边电能变换电路等效成第一二端口网络，位于第一二端口网络输入端的为第一节点1，第二节点2位于第一二端口网络的输出端节点；所述第二节点还为由原边无功补偿网络构成的第二二端口网络的输入端节点，第二二端口网络输出端节点为第三节点3；所述原边共振电路与副边共振电路构成第三端口网络，所述第三节点3也为第三端口网络的输入端节点，所述第三端口网络的输出端节点为第四节点4；所述智能电路还包括检测电路模块以及控制模块，所述检测电路模块用于在线实时检测各个节点的电流以及电压值，所述控制模块用于对获取的节点电流、电压数据进行处理并依据处理结果对电路中的工作频率以及输出功率进行调节控制。
本实施例中，所述整流电路采用全波整流电路，用于输出电压恒定，电流大于零且为半正弦波的直流。
本实施例中，所述逆变电路采用全桥逆变电路，用于稳态运行时，产生电压、电流同步变化的交流。
本实施例中，所述无功补偿电路采用t形补偿电路，包括第一电感lb1，第二电感lb2以及中间电容cb；所述第一电感与第二电感串联，所述中间电容的一端连接在第一电感与第二电感之间。
所述检测电路模块包括用于检测节点各电压以及电流的电压、电流检测单元以及用于获取各节点电压、电流信号的过零时刻的过零检测单元。
本实施例中，所述控制模块包括频率控制单元、反射阻抗计算单元以及输出功率控制单元；所述频率控制单元用于调节电路的工作频率，使得其跟随原副边之间共振电路的谐振频率；所述反射阻抗计算单元用于计算副边电路对原边电路的等效阻抗；所述输出功率控制单元用于根据原边电路中的流经第三节点的功率来调节控制输出功率。
将该整体电路划分为多个电路模块，并将其全部等效为二端口网络，基于黑盒原理，将二端口网络看作为一个黑盒，根据能量守恒以及等效电路原理，仅考虑每个二端口网络内的能耗器件，可建立各节点之间的功率流方程，以此来整体上代表各二端口网络的能量流动。
本实施例中，第一二端口网络中，仅存在网络中线路电阻、二极管以及全控型高频开关管产生功率损耗，由能量守恒来建立第一节点至第二节点的功率方程：
p1-ps＝p2
式中，p1为流经第一节点的功率；ps为第一二端口网络内产生的功率损耗；p2为流经第一节点的功率。
其中，ps的计算公式为：
式中，ps为第一二端口网络内产生的功率损耗；uf为二极管的通态压降；p为第一二端口网络内部的二极管数量；q为第一二端口网络内部的全控型高频开关管的数量；idi为在一个稳态运行周期内流过第j个二极管电流的有效值；rqon为全控型高频开关管的通态电阻；iqj为在一个稳态运行周期内流过第j个全控型高频开关管电流的有效值；d为全控型高频开关管导通关断的占空比；t0为全控型高频开关管开始导通的时刻；t1为全控型高频开关管完全导通的时刻；fj为第j个全控型高频开关管的开关频率；vqj(t)为第j个全控型高频开关管的瞬时输入电压值；iqj(t)为第j个全控型高频开关管的瞬时输入电流值；t0为全控型高频开关管开始关断的时刻；t1为全控型高频开关管完全关断的时刻；vqsj为第j个全控型高频开关管的关断压降；idss为第j个全控型高频开关管关断时的漏电流；toff为一个稳态运行周期内全控型高频开关管关断的时间；il为流过电能变换电路的有效电流值，rl为第一二端口网络内的等效电阻值。
本优选实施例中，计算上述第一二端口网络的损耗时，考虑了二极管的通态功率损耗，全控型高频开关管的导通损耗，开关损耗，截止漏电流损耗以及线路电阻损耗，通过对上述元器件的电压电流采样即可计算出其损耗值。
通过采样出第二节点的流经电压以及电流以及功率角即可计算出第二节点的功率：
p2＝u2×i2×cosθ
式中，u2为在一个稳态运行周期的流经第二节点的电压有效值；i2为在一个稳态运行周期的流经第二节点的电流有效值；cosθ为所述电压有效值与电流有效值之间的相位差角。
本实施例中，第二二端口网络和第三端口网络中，容、电感之类的储能补偿元件，其储存能量而不消耗能量，此处将原边无功补偿电路以及原边共振电路内的内阻都考虑进入第二二端口网路中，该内阻可通过检测获取，则第二节点与第三节点之间的功率方程为：
p2-iw2×rp＝p3
式中，p3为流经第三节点的功率；iw为流过原边无功补偿电路以及原边共振电路内经阻抗变换的内阻的电流的有效值；rp为原边无功补偿电路以及原边共振电路内经阻抗变换的内阻。
本实施例中，考虑到第三二端口网络中存在磁耦合电路，其中耦合磁场经过原副边之间的空气气隙传输时，之间的磁阻造成的估计损耗难以计算；基于等效电路的原理，将副边的负载以及气隙磁阻全部通过电路等效到原边，等效为副边对原边的反射阻抗，如此，则第三节点流经的功率即可为：
p3＝iw2×re(zr)
式中，re(zr)为副边对原边的反射阻抗zr的实部。
本实施例中，根据上述建立的能量传输模型，副边负载变化会对第二节点处的电压，电流以及两者间的阻抗角造成同步变化，故通过第二节点处的电压，电流以及两者间的阻抗角来反推其副边负载对应的反射阻抗。
本实施例中，反射阻抗计算单元通过检测第二节点处的电压、电流以及其相差的相位差角，实时计算反射阻抗，具体有：
(1)电压、电流检测单元设定采样周期，在一个采样周期对第二节点的电压、电流值进行采样；
(2)将在第二节点检测到的电压电流送入过零检测单元，获取第二节点电压过零的时刻ta；获取第二节点电流过零的时刻tb；根据第二节点电压电流的频率计算出偏移相位角θ，计算公式为θ＝w×(|tb-ta|)；w为第二节点处电压、电流的角频率。
(3)依据原边参数以及原边无功补偿电路以及原边共振电路的内阻，计算副边对原边的反射阻抗：
式中，v2为第二节点在一个采样周期内电压的有效值；i2为第二节点在一个采样周期内电流的有效值；i2max为第二节点在一个采样周期内电流的最大值；θ为偏移相位角；ip为在采样周期内流经原边共振电路的电流的有效值；ipmax为原边共振电路的电流在一个采样周期内电流的最大值。
本优选实施例中，基于上述能量模型，利用能量守恒定律以及电路等效原理，采样反射阻抗来反映负载的变化，并建立了依据已知电气参数的检测变化值，来对反射阻抗进行每一采样周期的计算，针对采样周期的变化，反射阻抗的计算值随着采样电气量的动态变化而变化。
本实施例中，由能量守恒原理，第三节点输出有功功率变化就反映了副边电路中负载消耗功率的变化；通过检测第三节点输出有功功率即可对负载电路的输出功率进行控制，从而达到闭环控制的目的。
本实施例中，所述输出功率控制单元对输出功率进行控制的过程为：
(1)电压、电流检测单元设定采样周期，在一个采样周期对第二节点以及第三节点的电流值进行采样；并根据上面计算得到的反射阻抗，计算流经第三节点的功率；
(2)设定一个功率参考值pref；当检测到第三节点的功率小于功率参考值pref,且流经第二节点的电流过零点时刻与流经第三节点的谐振电流的过零点时刻相同时，检测下一采样时刻第三节点电流的方向，若为正向(向副边流动)，则发出导通s1和s4，关断s2和s3的控制信号给开关管驱动电路，进而实现控制开关管；若为反向(向第二节点流动)，则发出关断s1和s4，导通s2和s3的控制信号给开关管驱动电路，进而实现控制开关管。
当检测到第三节点的功率大于功率参考值pref,且流经第二节点的电流过零点时刻与流经第三节点的谐振电流的过零点时刻相同时，检测下一采样时刻第三节点电流的方向，若为正向(向副边流动)，则发出导通s1，关断s2、s3和s4的控制信号给开关管驱动电路，进而实现控制开关管；若为反向(向第二节点流动)，则发出关断s1、s2和s3，导通s4的控制信号给开关管驱动电路，进而实现控制开关管。
(3)在开关管开关周期内，电压、电流采集单元可进行多次采样，采样次数越多，即可实时的修正输出功率，直至计算得到的输出功率跟踪功率参考值。
本优选实施例中，建立了输出功率控制单元，通过依据反映副边负载功率以及节点间的电压、电流变化，来选择不同的控制策略来控制逆变电路的全控型高频开关管的开关，使得恒功率工作时，对功率的跟踪实时高效。
本实施例中，考虑到当副边负载为非纯电阻型，那么副边对原边的反射阻抗为存在虚部，会在原边的谐振网络中产生谐振参数变化、频率漂移；造成磁耦合共振电路的能量传输能力以及传输效率都会降低；逆变器的工作频率是随谐振频率变化而变化的，为保证谐振频率不变，对逆变器的工作频率进行调整以适应副边电路的变化。
本实施例中，经过多次测试发现，当原边与副边的共振电路谐振时，逆变电路的输入端也就是第五节点，该节点的电流以及电压都大于0；当失谐时，一部分能量以无功的形式传回逆变电路的输入端；此时逆变电路的输入端的电压与电流值的乘积小于0，其乘积幅值越大，偏离谐振频率越多；故依据此，建立了频率控制单元来对其频率进行修正，具体为：
(1)电压、电流检测单元采样第五节点的输入电压以及电流，将其送入乘法器中计算两者的乘积，若两者的乘积大于0，则原边与副边的共振电路处于谐振状态，继续维持该逆变电路的开关频率；否则，判断电路为失谐工作状态，进入步骤(2)；
(2)将第五节点的输入电压以及电流送至过零检测单元，获取该运行周期内的逆变器电路的输入电压、电流过零的时刻；依据该时刻建立对应的压频调节函数，所述压频调节函数为：
式中，uf电压反馈值；fk为逆变电路中开关器件的开关频率；ti为逆变器电路的输入电压过零的时刻；tj为逆变器电路的输入电流过零的时刻；usz为已知设定的电压比较值，代表电路的谐振频率；fsz为原副边谐振电路的谐振频率。
(3)根据该类正态分布的压频调节函数，以及现有的逆变电路的开关频率，对逆变电路的开关频率进行调节，使之回归到谐振网络的谐振频率；其中，具体的调节过程为：
1)初始状态确定：设定原副边谐振电路的谐振频率σ邻域的两端点频率值为频率分界点fa,fb；该频率分界点对应于压频调节函数上同一个参考电压反馈值ua；设置初始采样得到的初始逆变电路开关管的工作频率为f0；依据逆变电路初始时刻输入电压、电流的过零时刻，计算出其初始电压反馈值u0；
2)频率采样更新：设定采样间隔时间tn；在每个采样时刻，采样逆变电路的开关频率及电压、电流过零时刻，计算出其对应的电压反馈值；依据电压反馈值u0与参考电压反馈值ua的相对大小以及前后邻近两次频率采样的频率值相对大小，选取不同的频率更新策略，并将更新后的频率送至逆变器控制单元，进行频率调整；
3)更新结束：直至第k次采样的开关频率及电压、电流过零时刻，得到的其对应的电压反馈值等于usz时，则结束频率采样更新，实现逆变电路的开关频率回归到原副边共振电路的谐振频率；否则，继续进行频率采样更新。
本优选实施例中，所述频率控制单元通过分析了如何判别受负载影响，原边逆变电路的的输出电压电流的脉动频率偏离原边共振电路的固有谐振频率；并根设定了频率调节算法，通过调节逆变电路中的开关管的开关频率，使得电路的工作频率回归到原副边共振电路的谐振频率；避免了频率漂移，保证了磁耦合共振电路的能量传输能力以及传输效率。
本优选实施例中，提供了一种磁耦合共振式智能电路，并基于能量守恒以及等效电路的原理，对该一般意义上用于电能传输以及交换的磁耦合共振式电路进行节点能量模型建模；并基于该模型对关键节点的流动功率分析，建立了调节速度快，控制精确的控制策略，避免了因磁耦合共振造成的电路系统高阶且非线性以及电气隔离造成的负载变化难以适应的问题，实现了对该电路的工作频率以及输出功率的智能控制。
最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对本发明保护范围的限制，尽管参照较佳实施例对本发明作了详细地说明，本领域的普通技术人员应当分析，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的实质和范围。