恒流输出控制电路及其设计方法与流程

本发明涉及一种恒流输出控制电路及其设计方法，属于电路控制领域。

背景技术：

反激式ac/dc开关电源因其电路简单、体积小、成本低、安全性高等优点，被广泛应用于电池充电器、适配器等领域。尽管目前反激式ac/dc开关电源的种类多样，其内部控制模块也变得越来越复杂，但所有的控制模块都为了得到精准的恒压(cv)、恒流(cc)输出。对于精准恒压输出，可通过电流、电压反馈的双环控制来得到，而对于精准恒流输出，通常采用的方法为调整副边二极管导通时间的占空比。但是现有技术中的反激式ac/dc开关电源电路中的电路输出电压与参考电压经误差放大器放大后的电压会在不同周期内随着电路输出电压的改变而改变，从而导致输出电流不恒定。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种能够输出恒定电流的恒流输出控制电路及其设计方法。

为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：一种恒流输出控制电路，所述电路包括控制模块、第一电阻、电容及误差放大器；所述控制模块接入可调控制电压与检测信号，所述误差放大器的同相输入端接入参考电压，所述误差放大器的反向输入端与所述第一电阻的第一端连接，所述误差放大器的输出端与待接电路连接，所述电容的第一端接入所述第一电阻的第一端，所述电容的第二端与所述误差放大器的输出端连接，所述第一电阻的第二端与所述控制模块连接。

进一步地，所述控制模块包括第一开关、第二开关及反相器，所述第一开关的第一端接入可调控制电压，所述第一开关的第二端与所述第一电阻的第二端连接，所述第二开关的第一端接地，所述第二开关的第二端与所述第一开关的第二端连接，所述检测信号接入所述第一开关的控制端，所述检测信号经过所述反相器的反向后接入第二开关的控制端。

进一步地，所述可调控制电压为电路输出反馈电压经过所述误差放大器放大后的电压。

进一步地，所述电路输出反馈电压变化，所述可调控制电压变化；所述可调控制电压变化，所述恒流输出控制电路的开关频率变化。

进一步地，所述参考电压的电压值小于所述可调控制电压的电压值。

进一步地，所述误差放大器的输出电压值等于所述参考电压及所述电容的电压值之和。

本发明还提供了一种恒流输出控制电路的设计方法，采用如上所述的恒流输出控制电路，所述方法包括如下步骤：

当未检测到所述检测信号时，所述第一开关断开，所述第二开关闭合，使得所述第一电阻产生流向地的第一电流，所述电容两端的电压上升，所述误差放大器的输出端的电压值升高；

当检测到所述检测信号时，所述第一开关闭合，所述第二开关断开，使得所述电路产生流向所述电容的第二电流，所述电容两端的电压下降，所述误差放大器的输出端的电压值降低。

进一步地，所述使得所述第一电阻产生流向地的第一电流具体为：

所述第一电阻两端的压差为△vr1＝vref，产生流向地的第一电流时，实现对所述电容的充电，即第一电流为：

其中，vref为参考电压，r1为第一电阻值。

进一步地，所述使得所述电路产生流向所述电容的电流具体为：

所述参考电压的电压值小于所述可调控制电压值，所述第一电阻的两端压差为△vr1＝vcst-vref，所述第一电阻上产生流向所述电容的电流以对所述电容放电，即第二电流为：

其中，vcst为可调控制电压。

进一步地，，所述参考电压的电压值为：

其中，tons为检测信号的高电平时间，tsw为周期。

本发明的有益效果在于：本发明提供一种恒流输出控制电路及其设计方法，该控制电路及方法通过在误差放大器的同相输入端接入参考电压，在其反向输入端接入可调控制电压，因为可调控制电压的接入时间与检测信号的高电平时间有关，最终使得可调控制电压与检测信号的高电平时间的乘积与电源开关周期的比值为参考电压；因为参考电压为固定值，第一电阻的阻值也为固定值，则电路平均输出电流恒定；可调控制电压随着电路输出反馈电压的变化而变化，从而确保电路开关周期受电路输出反馈电压的影响减小，并最终得到可调的系统开关频率。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。

附图说明

图1为现有技术的反激式ac/dc开关电源的电路结构图。

图2为图1中的部分电压随时间变化的波形图。

图3为本发明的横流输出控制电路的结构示意图。

图4为应用本发明的反激式ac/dc开关电源的电路结构图。

图5为图4中的部分电压随时间变化的波形图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

请参见图1及图2，现有技术中的反激式ac/dc开关电源恒流电路包括第一开关、第二开关、第一电容、反相器及待接电路，所述待接电路包括第一比较器、第二比较器、控制芯片、开关管、第二电阻及原边线圈及副边线圈，所述第一开关的第一端与输入电压连接，第一开关的第二端与第一电容的第一端连接，所述第二开关的第一端接入第一电容的第一端，第二开关的第二端接地，所述第一电容的第二端接地，第一比较器的同相输入端接入第一开关的第一端，第一比较器的反向输入端接入参考电压vref，第一比较器的输出端与控制芯片的时钟端连接，第二比较器的同相输入端接入控制电压，第二比较器的反向输入端与第二电阻的第一端连接，第二比较器的输出端接入控制芯片的rb端，所述控制芯片的d触发器接入输出电压，q端与开关管的第二输出端连接，开关管的第一端接入原边线圈，第二电阻的第一端与开关管的第二端连接，其中，副边线圈上还串联副边二极管及第三电阻，第二电容同时接入副边线圈。所述副边二极管的检测信号经过所述反相器的反向后接入所述第一开关及第二开关的控制端，sons为检测副边二极管是否开启的实时信号，当副边二极管开启时，sons＝1；当副边二极管关闭时，sons＝0。

该反激式ac/dc开关电源恒流电路中的恒流控制电路的工作原理为：当d触发器输出高电平，开关信号sw＝1，开关管q1开启，副边二极管d1未导通，原边线圈有电流，副边线圈无电流，此时sons＝0，第一开关k1闭合，第二开关k2断开，第一电流i1开始向第一电容c1充电，第一电容的电压vc1上升。

随着电流的上升，第二电阻rcs两端的电压vcs上升，经过一段时间后，第二电阻的电压vcs到达控制电压vcst，控制电压vcst输出电压与参考电压经误差放大器放大后的电压，第二比较器输出低电平，d触发器被复位，开关信号sw＝0，开关管q1关闭，副边二极管d1导通，原边线圈无电流，副边线圈有电流，此时sons＝1，第一开关k1断开，第二开关k2闭合，第一电容c1以第二电流i2放电，vc1下降。

流过副边线圈的电流逐渐减小，经过tons时间后副边二极管d1关闭，此时原边线圈和副边线圈均没有电流，sons＝0，第一开关k1闭合，第二开关k2断开，电流i1又开始为第一电容c1充电。由于副边二极管导通时间tons较长，此时vc1<参考电压vref，经过t3时间后，第一电流i1将第一电容上的电压充至参考电压vref，第一比较器输出高电平，d触发器被触发，输出高电平，开关信号sw＝1，开关管q1再次开启，控制芯片进入第二个开关周期。其中，信号sons、第一电容的电压vc1随时间变化的波形及电源开关的周期波形如图2所示。

由于平均输出电流公式：

其中n为变压器的原边线圈与副边线圈匝数比，ipk为原边线圈峰值电流，tons为副边二极管的导通时间，tsw为电源开关周期。

则在在上述开关周期中可发现等式：

由上述等式可知：即当第一电流i1、第二电流i2满足为定值，即为定值时，输出电流恒定。

现有技术中的恒流输出控制方式存在较大局限性，其要求为定值，在该条件下，如图2所示，若电路输出反馈电压不断降低，则会导致副边二极管导通时间tons增大，从而导致电路开关周期变长，开关频率下降。图中tons2＞tons1，为保证为定值，开关周期也会等比例增大，即tsw2＞tsw1，若电路输出反馈电压过低则会导致电源开关周期过大，电路的开关频率可能会进入音频范围。

再请参见图3，针对上述问题，本发明提供了一种恒流输出控制电路，所述电路包括控制模块、第一电阻、电容及误差放大器；所述控制模块接入可调控制电压与检测信号，所述误差放大器的同相输入端接入参考电压，所述误差放大器的反向输入端与所述第一电阻的第一端连接，所述误差放大器的输出端与待接电路的第一比较器的同相输入端连接，所述电容的第一端接入所述第一电阻的第一端，所述电容的第二端与所述误差放大器的输出端连接，所述第一电阻的第二端与所述控制模块连接。其中，所述控制模块包括第一开关、第二开关及反相器，所述第一开关的第一端接入可调控制电压，所述第一开关的第二端与所述第一电阻的第二端连接，所述第二开关的第一端接地，所述第二开关的第二端与所述第一开关的第二端连接，所述检测信号接入所述第一开关的控制端，所述检测信号经过所述反相器的反向后接入第二开关的控制端。所述可调控制电压为电路输出反馈电压经过所述误差放大器放大后的电压。在本发明电路中，所述参考电压的电压值小于所述控制电压的电压值。所述误差放大器的输出电压值等于所述参考电压及所述电容的电压值之和。其中sons还是为检测副边二极管是否开启的实时信号，当副边二极管开启时，sons＝1；当副边二极管关闭时，sons＝0。

本发明的恒流输出控制电路的工作原理为：副边二极管未导通时，sons＝0，第一开关k1断开，第二开关k2闭合，第一电阻r1两端压差△vr1＝参考电压vref，并产生流向地的第一电流第一电容c1两端电压上升，误差放大器的输出电压vea升高；当副边二极管导通，sons＝1，第一开关k1闭合，第二开关k2断开，由于参考电压vref<控制电压vcst，第一电阻r1两端压差△vr1＝vcst--vref，并产生流向第一电容c1的第二电流第一电容c1两端电压下降，误差放大器的输出电压vea降低。其中，副边二极管的导通时间tons满足：

i1×(tsw-tons)＝i2×tons；

即：其中，tsw为控制芯片的开关周期，由此公式可以得出：

当线圈匝数比n、第二电阻rcs、均为定值，则输出电流恒定。

由于所述可调控制电压随电路输出反馈电压可调，因此所述电源开关周期随电路输出反馈电压的影响减小，从而保证电路开关频率可调。

请参见图4及图5，将本发明的恒流输出控制电路接入反激式ac/dc开关电源恒流电路，即误差放大器的输出端接入所述第一比较器的同相输入端。该电路的工作原理为：当d触发器输出高电平，开关信号sw＝1，开关管q1开启，原边线圈有电流，副边线圈无电流，副边二极管d1未导通，sons＝0，第一开关k1断开，第二开关k2闭合，第一电阻r1上产生流向地的第一电流第一电容c1两端电压上升，误差放大器的电压vea升高。

随着原边线圈电流的上升，第二电阻rcs两端的电压vcs上升，经过一段时间后，vcs到达控制电压vcst，第二比较器输出低电平，d触发器被复位，开关信号sw＝0，开关管q1关闭，二极管d1开启，原边线圈无电流，副边线圈有电流，此时stons＝1，第一开关k1断开，第二开关k2闭合，由于vcst>vref，第一电阻r1上产生流向第一电容c1的第二电流第一容c1两端电压下降，误差放大器的输出电压vea降低。

流过副边线圈的电流逐渐减小，经过tons时间后副边二极管d1关闭，此时原边线圈和副边线圈均没有电流，sons＝0，第一开关k1闭合，第二开关k2断开，第一电阻r1上又产生流向地的电流i1，第一电容c1两端电压上升，vea升高。由于tons时间较长，此时vea＜vref，再经过一段时间后，电流i1将误差放大器的输出电压充至vea＝vref，第一比较器输出高电平，d触发器被触发，输出高电平，开关信号sw＝1，开关管q1再次开启，控制芯片进入第二个开关周期。

在上述开关周期中可发现等式：

则可得：

其中，tsw为电源开关周期。

当电路输出反馈电压降低时，如图5所示，则会导致副边二极管导通时间tons增大，图中tons2＞tons1；此时，调节控制电压随输出电压的减小而降低，可得到减小的第二电流从而减小第一电流向第一电容充电的时间，有效避免了输出电压过低而导致电源开关周期过大的问题，电源开关频率可调。

本发明还提供了一种恒流输出控制电路的设计方法，采用如上所述的恒流输出控制电路，所述方法包括如下步骤：

当未检测到所述检测信号时，所述第一开关断开，所述第二开关闭合，使得所述第一电阻产生流向地的第一电流，所述电阻的两端电压下降，所述误差放大器的输出端的电压值下降；

当检测到所述检测信号时，所述第一开关闭合，所述第二开关断开，使得所述电路产生流向所述电容的电流，所述电容的两端电压上升。

综上所述：本发明提供一种恒流输出控制电路及其设计方法，该控制电路及方法通过在误差放大器的同相输入端接入参考电压，在其反向输入端接入可调控制电压，因为可调控制电压的接入时间与检测信号的高电平时间有关，最终使得可调控制电压与检测信号的高电平时间的乘积与电源开关周期的比值为参考电压；因为参考电压为固定值，第一电阻的阻值也为固定值，则电路平均输出电流恒定；可调控制电压随着电路输出反馈电压的变化而变化，从而确保电路开关周期受电路输出反馈电压的影响减小，并最终得到可调的系统开关频率。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。