一种半桥和全桥子模块混合的MMC模型预测控制方法与流程
本发明涉及多电平电力电子变换器领域的模型预测控制方法，具体是一种半桥和全桥子模块混合的mmc模型预测控制方法。
背景技术：
基于电压源换流器(vsc)的直流输电技术，在我国称之为柔性直流输电技术。由于采用全控型开关器件，具有不需要换相电压、独立控制有功功率和无功功率输出、可以向无源网络供电等特点，在新能源发电并网、城市电网增容改造、海上平台孤立负荷供电等领域具有广阔的应用前景。模块化多电平换流器(mmc)以其模块化设计、开关频率低、谐波性能好等诸多优点已成为当前柔性直流输电工程的首选技术方案，但基于半桥子模块的mmc不具备直流故障穿越能力，无法阻断故障电流，需依靠交流断路器或直流断路器实现故障的清除。
基于半桥和全桥子模块混合的mmc，在满足直流故障电流清除能力的同时，可以利用全桥子模块的负电平输出，实现过调制运行，而且相比于全桥型mmc，可减少开关器件的数量，降低损耗。半桥和全桥子模块混合的mmc的正常运行需要满足3个控制目标：输出电流控制、桥臂环流控制和子模块电容电压平衡控制。目前对于混合型mmc的控制主要是采用pi控制器的闭环控制，虽然pi控制的稳态精度较高，但是控制器数量会随着控制目标的增多而增加，这就给pi参数的整定增加了困难，且由于控制目标较多，pi参数整定过程也比较繁琐，增加了工作人员的工作量，另外,对于混合型mmc不同的工作状况，pi参数都需要重新调整，也给工作人员增加了额外的负担。
技术实现要素：
针对上述现有技术存在的问题，本发明提供一种半桥和全桥子模块混合的mmc模型预测控制方法，无需数量众多的pi控制器，省略繁琐的参数整定过程，且能够在省略传统pi控制参数整定过程的同时提高系统的动态响应能力，减轻工作人员的工作量和负担。
为了实现上述目的，本发明提供一种半桥和全桥子模块混合的mmc模型预测控制方法，利用规定的上下桥臂电平组合的选取规则，选取最佳的电平组合，并结合桥臂子模块电容电压排序结果和桥臂电流方向，确定各子模块的开关状态，具体包括以下步骤：
(1)根据有功功率和无功功率指令值
其中，j＝a，b，c，代表a，b，c三相，is为输出电流；
(2)根据有功功率指令值
(3)确定桥臂电压变化范围：设工作在负电平状态的全桥子模块的最大个数为m，根据电容电压平衡要求，m≤n/3，确定桥臂电压的变化范围拓展为[-muc，-(m-1)uc,…，(n-1)uc，nuc]，同时直流电压为udc＝(n-m)uc；
其中，n为每个桥臂的子模块个数，uc为额定子模块电容电压；
(4)输出电流控制：根据半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器输出电流的离散化方程，计算下一时刻输出电流的预测值isj(k+1)，输出电流的离散化方程是：
其中，k为第k时刻，ld为系统的等效输出电感，ld＝l/2+ls；l为桥臂电感，ls为输出电感，rd为系统的等效输出电阻，rd＝r/2+rs；r为桥臂电阻，rs为输出电阻，ts为采样频率，usj为电网电压，upj、unj为上下桥臂的输出电压，设子模块电容电压平衡，则ucjim≈uc，i＝p,n，m＝1,2,…,n，ucjim为各子模块的电容电压,p为变换器的上桥臂，n为变换器的下桥臂，m代表每个桥臂的n个不同的子模块，则upj＝npjuc，unj＝nnjuc；npj，nnj分别为上下桥臂导通的子模块的个数和状态，若npj，nnj为正值，表示所选择的子模块输出+uc，若npj，nnj为负值，表示所选择的全桥子模块输出-uc，为保证每相上下桥臂同时导通的子模块的电压和为(n-m)uc，npj，nnj选取的规则为：
(npj,nnj)＝[(-m,n),(-(m-1),n-1),...,(n-1,-(m-1)),(n,-m)]；
(5)确定输出电流的价值函数：根据步骤(1)和步骤(4)中得到的输出电流的给定值
(6)桥臂环流控制：根据半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器桥臂环流的离散化方程，并结合步骤(4)中上下桥臂导通的子模块的个数和状态的选取规则，计算不同开关组合下，下一时刻桥臂环流预测值izj(k+1)，桥臂环流的离散化方程为：
其中，izj＝(ipj+inj)/2，ipj，inj为变换器上下桥臂的桥臂电流；
(7)确定桥臂环流的价值函数：根据步骤(1)和步骤(5)中所得到的桥臂环流的给定值i*zj和预测值izj(k+1)，得到预测输出电流的价值函数为：
(8)确定整个系统的价值函数：为同时控制变换器的输出电流和桥臂环流，引入输出电流权重系数λs和桥臂环流权重系数λz，得到整个系统的价值函数：
jj＝λsjsj+λzjzj
根据步骤(4)中变换器上下桥臂电平的选取规则，选取使系统价值函数jj最小的开关组合为给定的电平组合，记为
(9)电容电压平衡控制和子模块投入状态确定：采用排序算法对桥臂电容电压进行平衡控制，根据变换器的桥臂电流方向，和步骤(8)中给定的上下桥臂电平组合
①确定上桥臂每个子模块的开关状态
若ipj>0，
若ipj≤0，
②确定下桥臂每个子模块的开关状态
若ipj>0，
若ipj≤0，
与现有技术相比，本发明无需pi控制器，省略了繁琐的参数整定过程，只需要利用一个系统价值函数即可实现多目标控制，无需增加各种控制环，简化了控制，同时，提高系统的动态响应能力，从而提高了系统工作效率。
附图说明
图1是本发明的流程图；
图2是本发明的半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器的主电路拓扑；
图3是本发明的半桥子模块电路拓扑；
图4是本发明的全桥子模块电路拓扑；
图5是本发明上桥臂子模块投入流程图；
图6是本发明下桥臂子模块投入流程图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步说明。
如图2所示，一种应用本预测控制方法的半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器电路，包括a、b、c三相电路，各相由上桥臂、下桥臂和串联的电抗器l、电阻r构成，上桥臂包括n个子模块(smp1-smpf-smpn)，下桥臂包括n个子模块(smn1-smnf-smnn)，其中子模块1-f为全桥子模块，子模块f-n为半桥子模块。
所述半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器每相由2n个子模块构成，如图3和图4所示，二极管d1、d2、d3和d4分别为功率开关vt1、vt2、vt3、vt4的反并联二极管；c为直流电容，其电压为uc；半桥结构的子模块中，功率开关vt1和vt2串联后与直流电容c并联，a、b为子模块的输入输出端；全桥结构的子模块中，功率开关vt1和vt2串联、vt3和vt4串联，然后同时与直流电容c并联，a、b为子模块的输入端和输出端。如图2所示，上桥臂和下桥臂均由n个子模块串联构成，即上一子模块的输出端b与下一子模块的输入端a相连。上桥臂最上方子模块smp1的输入端a接到直流电源正极，下桥臂最下方子模块smnn的输出端b接到直流电源负极。同时，半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器的子模块含有独立的控制单元。
为了便于描述，首先说明半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器中子模块正常运行时的工作状态。如图3所示，对于半桥子模块，当功率开关vt1开通而功率开关vt2关断时，电流通过二极管d1向电容c充电，或者通过功率开关vt1对电容c进行放电，子模块输出电压是+uc，称为半桥子模块投入状态；当功率开关vt1关断而功率开关vt2开通时，电流通过功率开关vt2或者二极管d2，电容c始终处在旁路状态，其电压不会变化，子模块输出电压是0，称为半桥子模块切除状态。如图4所示，对于全桥子模块，当功率开关vt1、vt4开通而功率开关vt2、vt3关断时，电流通过二极管d1、d4向电容c充电，或者通过功率开关vt1、vt4对电容c进行放电，子模块输出电压是+uc，称为全桥子模块正向投入状态；当功率开关vt2、vt3开通而功率开关vt1、vt4关断时，电流通过二极管d3、d2向电容c充电，或者通过功率开关vt2、vt3对电容c进行放电，子模块输出电压是-uc，称为全桥子模块反向投入状态；当功率开关vt1、vt3开通而功率开关vt2、vt4关断时，电流通过二极管d1、功率开关vt3或者通过二极管d3、功率开关vt1，电容c始终被旁路，子模块输出电压是0，称为全桥子模块切除状态，同样，当功率开关vt2、vt4开通而功率开关vt1、vt3关断时，电流通过功率开关vt2、二极管d4或者通过功率开关vt4、二极管d2，电容c始终被旁路，子模块输出电压是0，也称为全桥子模块切除状态。
以半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器a相为例说明桥臂电流方向对子模块电容电压的影响。如图2所示，上桥臂电流ipa和下桥臂电流ina的正方向均为向下。对于半桥子模块，当上桥臂电流ipa和下桥臂电流ina的值大于0时，为充电电流，处于投入状态的子模块电容c将充电，电容c电压升高；当上桥臂电流ipa和下桥臂电流ina的值小于0时，为放电电流，处于投入状态的子模块电容c将放电，电容c电压降低。对于全桥子模块，当上桥臂电流ipa和下桥臂电流ina的值大于0时，若子模块处于正向投入状态，子模块电容c将充电，电容c电压升高，若子模块处于反向投入状态，子模块电容c将放电，电容c电压降低；当上桥臂电流ipa和下桥臂电流ina的值小于0时，若子模块处于正向投入状态，子模块电容c将放电，电容c电压降低，若子模块处于反向投入状态，子模块电容c将充电，电容c电压升高。
如图1所示，本发明利用规定的上下桥臂电平组合的选取规则，选取最佳的电平组合，并结合桥臂子模块电容电压排序结果和桥臂电流方向，确定各子模块的开关状态，以上述电路为例具体说明本发明模型预测控制方法，包括如下步骤：
(1)根据有功功率和无功功率指令值
其中，usα和usβ是电网电压在αβ坐标系下的分量，i*αs和i*βs是输出电流给定值在αβ坐标系下的分量，所使用的clark变换，变换前后功率不变，再利用clark反变换得到输出电流的给定值
2)根据有功功率指令值
其中，iz为桥臂环流，
(3)确定桥臂电压变化范围：设工作在负电平状态的全桥子模块的最大个数为m，则直流电压为udc＝(n-m)uc，uc为额定子模块电容电压，根据交直流侧功率不变原理，udcidc＝3/2usmismcosφ，usm、ism是交流测电网电压的幅值，φ是交流测功率因数；考虑usm＝1/2mudc，m是系统的调制度，idc＝3/4mismcosφ，因此，桥臂电流的基波分量是(以a相为例)：
根据电容电压平衡要求，在一个完整的桥臂电流周期内，电流方向必须有正有负，因此上面的公式必须满足，im/2≥mim/4，即m≤2。因为mudc/2≤udc，所以工作在负电平状态的全桥子模块最大个数个数m必须满足，m≤n/3，从而确定桥臂电压的变化范围拓展为[-muc，-(m-1)uc,…，(n-1)uc，nuc]。
(4)输出电流控制：根据半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器输出电流的离散化方程，计算下一时刻输出电流的预测值isj(k+1)，输出电流的离散化方程是：
其中，k为第k时刻，ld为系统的等效输出电感，ld＝l/2+ls；l为桥臂电感，ls为输出电感，rd为系统的等效输出电阻，rd＝r/2+rs；r为桥臂电阻，rs为输出电阻，ts为采样频率，usj为电网电压，upj、unj为上下桥臂的输出电压，设子模块电容电压平衡，则ucjim≈uc，i＝p,n，m＝1,2,…,n，ucjim为各子模块的电容电压,p为变换器的上桥臂，n为变换器的下桥臂，m代表每个桥臂的n个不同的子模块，则upj＝npjuc，unj＝nnjuc；npj，nnj分别为上下桥臂导通的子模块的个数和状态，若npj，nnj为正值，表示所选择的子模块输出+uc，若npj，nnj为负值，表示所选择的全桥子模块输出-uc，为保证每相上下桥臂同时导通的子模块的电压和为(n-m)uc，npj，nnj选取的规则为：
(npj,nnj)＝[(-m,n),(-(m-1),n-1),...,(n-1,-(m-1)),(n,-m)]；
(5)确定输出电流的价值函数：根据步骤(1)和步骤(4)中得到的输出电流的给定值
(6)桥臂环流控制：根据半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器桥臂环流的离散化方程，并结合步骤(4)中上下桥臂导通的子模块的个数和状态的选取规则，计算不同开关组合下，下一时刻桥臂环流预测值izj(k+1)，桥臂环流的离散化方程是：
其中，izj＝(ipj+inj)/2，ipj，inj为变换器上下桥臂的桥臂电流。
(7)确定桥臂环流的价值函：根据步骤(2)和步骤(6)中所得到的桥臂环流的给定值
(8)确定整个系统的价值函数：为同时控制变换器的输出电流和桥臂环流，引入输出电流权重系数λs和桥臂环流权重系数λz，得到整个系统的价值函数：
jj＝λsjsj+λzjzj
根据步骤(4)中上下桥臂导通的子模块的个数和状态的选取规则，选取使系统价值函数jj最小的开关组合为给定的电平组合，记为
(9)电容电压平衡控制和子模块投入状态确定：如图5、图6，采用排序算法对桥臂电容电压进行平衡控制，根据变换器的桥臂电流方向，和步骤(8)中给定的上下桥臂电平组合
①确定上桥臂每个子模块的开关状态
若ipj>0，
若ipj≤0，
②确定下桥臂每个子模块的开关状态
若ipj>0，
若ipj≤0，
本发明半桥和全桥子模块混合的模块化多电平变换器模型预测控制与pi控制相比，只需一个价值函数就实现了3个控制目标的同时控制，无需数量众多pi控制器，省略了繁琐的参数整定过程，同时控制效果具有更快的动态响应。
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