同步电动机的制作方法

将在2017年10月30日提交的、申请号为2017-208740的日本专利申请的全部公开内容，包括说明书、权利要求书、附图和摘要，通过引用的方式整体并入本文。

本发明涉及ipm同步电动机的转子，每个转子包括永磁体。

背景技术：

电动机的转子具有各种结构。例如，一些转子具有形成在其内部的多个磁体插入孔，以及驻留在相应的磁体插入孔中的永磁体。这些类型的电动机被称为内部永磁体(ipm)同步电动机。现在将描述这种ipm同步电动机的转子。

图2是传统的ipm同步电动机的一个示例性转子的横截面图。如图2所示，转子1包括层叠的多个硅钢片。转子1包括转子芯8和永磁体3。转子芯8具有多个磁体插入孔ms和多个狭缝7。每个永磁体3设置在每个磁体插入孔ms中。具体地，永磁体3定向成使得其磁极指向转子1的直径方向。也就是说，永磁体3的极(磁极)分别在转子1的直径方向上指向向内和指向向外。

如图2所示，狭缝7形成为平行于从永磁体3生成的磁通。狭缝7和来自永磁体3的磁通构成转子1的n极磁极或s极磁极。狭缝7形成在磁性插入孔ms的径向外侧，以便沿着永磁体3的一侧间隔地对齐。磁路限定在相邻的狭缝7之间。

电动机具有设置在转子1外部的定子。图3示出了放大的转子1的一部分和定子2的一部分。在图3中，定子2具有槽5，导线驻留在该槽5中，并且磁通穿过该槽5。在定子2和转子1之间限定空气层或空气间隙ag。众所周知，根据弗莱明的左手定则，施加到槽5中的导线的电流根据转子1的磁极的位置在转子1中生成转矩。根据弗莱明的右手定则，导线中的电流也会以导线为中心生成同心磁通。所生成的磁通垂直于永磁体3的磁通方向延伸，因此阻碍了转子1的转矩的生成。为了解决上述问题，狭缝7在转子1中形成为使得该狭缝7与来自永磁体3的磁通平行地延伸，即，与由于生成转矩的电流而生成的磁通的方向正交。

当没有电流施加到槽5中的导线，然后利用施加到电动机的轴上的外力迫使转子1以恒定速度旋转时，例如，转子1上生成的转矩将脉动。这种现象被称为齿槽转矩波动。已知齿槽转矩波动是由于转子1和定子2之间生成的磁吸引力的变化引起的。确定磁吸引力的大小，使其与从转子1横跨空气间隙ag延伸到定子2的磁通线的数量成比例。即，在具有更大磁通线数量的区域中生成更大的磁吸引力，而在具有更少磁通线数量的区域中仅生成更小的磁吸引力。

如上所述，由于磁吸引力的变化而引起齿槽转矩波动，该变化取决于转子1的位置。这里注意，来自永磁体3的磁通线的数量总是恒定的。同时，如上所述，磁吸引力变化的事实表明从转子1横跨空气间隙ag延伸到定子2的磁通线的数量是变化的。也就是说，尽管由永磁体3生成的磁通线的数量恒定，但是因为转子1和定子2之间的磁阻变化，所以延伸到定子2的磁通线的数量是变化的。磁阻的大小基于多种因素确定，这些因素包括空气间隙ag的距离和磁路的长度或厚度。因此，当定子2具有包括交替地形成的齿和开口部分的离散结构时，转子1和定子2之间的磁阻取决于转子1的位置的变化是不可避免的。

引用文献：专利文献1：jp2007-143331a。

技术实现要素：

技术问题

当没有电流施加到定子2的导线上、转子1具有如图3所示的结构时，来自永磁体3的磁通如图3中箭头所指示地通过。即，在如图3所示永磁体3的n极在直径方向上指向向外的情况下，磁通直接通向定子2，同时避开永磁体3的中间附近的狭缝7。另一方面，在永磁体3的各个端部附近，除了直接通向定子2的磁通之外，磁通部分地围绕其中具有永磁体3的磁体插入孔ms，朝向永磁体3的s极前进，如在图中由所指示的那样。

假设，如图3所示，存在s1至s4四个狭缝7，并且各个相邻狭缝s1、s2、s3、s4之间的磁路以及各个端狭缝s1、s4外部的磁路分别称为磁路z1至z5。在这种情况下，一些来自永磁体3中间附近的磁通直接进入中间磁路z3并穿过该中间磁路z3，其中一些磁通避开了狭缝s2、s3。此外，一些来自永磁体的磁通直接进入紧邻中间磁路z3的磁路z2并穿过磁路z2，其中一些磁通避开了狭缝s1、s2。这类似地应用于磁路z4。更进一步，一些来自永磁体3的磁通直接进入最末端磁路z1并通过该磁路z1，其中一些磁通避开了狭缝s1。此外，如上所述，在磁路z1附近，一些磁通围绕磁体插入孔ms，其中磁体插入孔ms中的永磁体3朝向s极前进。这类似地应用于磁路z5。

如上所述，来自永磁体3的磁通穿过转子1并横穿空气间隙ag以前进到定子2。在上文中，在磁路z1至z5中磁通密度彼此不同。也就是说，如上所述，尽管来自永磁体3的磁通直接或在避开狭缝7的同时穿过磁路z2、z3和z4，但磁通部分地围绕磁性插入孔ms。这导致与磁路z2、z3、z4中的磁通密度相比，磁路z1、z5中的磁通密度较低。此外，在磁路z2、z3、z4中，相比于磁路z2、z4中的磁通密度，磁路z3中的磁通密度较低。这是因为永磁体3被磁化，使得与其端部相比较，在其中间部分具有较低的磁通密度。因此，导致在磁路z2、z4或紧邻中间磁路z3的磁路中的磁通密度最高，在中间磁路z3中的磁通密度第二高，在磁路z1、z5中的磁路最低。

磁通密度在磁路中不同的事实表明，沿着转子1的外表面横穿空气间隙ag进入定子2的磁通线的数量根据位置而不同。如上所述，这种差异导致磁吸引力的变化，从而造成齿槽转矩波动。具体地，如上所述，相邻磁路z1、z2(类似地应用于磁路z4和z5)之间的磁通的大的变化(即，磁通密度的大的差异)更可能造成大的齿槽转矩波动。

基于此，本发明的目的是提供一种造成较少齿槽转矩波动的ipm同步电动机的转子。

解决方案

根据本发明的同步电动机的转子具有下面描述的结构以实现上述目的。

根据本发明的一个方面，提供了一种同步电动机的转子，其包括转子芯和永磁体，该转子芯包括层叠的硅钢片，并具有多个磁体插入孔和多个狭缝，该永磁体驻留在每个所述磁体插入孔中，使得所述永磁体的磁极指向直径方向，其中所述狭缝形成在所述磁体插入孔的径向外侧，以致所述狭缝沿着所述永磁体的一侧间隔地对齐，所述转子还包括在相邻的所述狭缝之间限定的一个或多个磁路，并且所述转子还包括间隙，该间隙形成在横跨所述永磁体的一个或多个预定的磁路的相对侧上，以调节所述预定的磁路的磁阻，用于使相邻磁路之间的磁通变化小，所述间隙是在转子芯轴向上的槽开口。

在本发明的一个实施例中，所述间隙可以形成在横跨所述永磁体的一个或多个所述预定的磁路的相对侧上，用于使相等的磁通穿过相应的磁路。

在本发明的一个实施例中，所述间隙可以形成在横跨所述永磁体的一个或多个所述预定的磁路的相对侧上，用于使在所述多个磁路中的磁通呈现正弦分布，其中磁通在接近所述永磁体的中间的磁路中最大。

在根据本发明的一个实施例中，可以通过扩大所述磁体插入孔形成所述间隙，并且所述间隙可以构成所述磁体插入孔的一部分。

本发明的有益效果

根据本发明，在横跨永磁体的一个或多个预定的磁路的相对侧上形成间隙，以调节预定的一个或多个磁路的磁阻，使相邻磁路之间的磁通变化小。这可以减少齿槽转矩波动。

附图说明

现在将结合附图描述本发明的实施例，其中：

图1展示了根据本发明的实施例的转子的一部分和定子的一部分的示例；

图2展示了传统的转子的示例；以及

图3展示了传统的转子的一部分和传统的定子的一部分的示例。

附图标记说明：

1：转子；2：定子；3：永磁体；4：转轴；5：槽；6：齿；7：狭缝(s1至s4)；8转子芯；ms：磁体插入孔；as：间隙；z1至z5：磁路。

具体实施方式

图1展示了在本发明的实施例中的转子1的一部分和定子2的一部分的示例。在图1中构成转子的部件中，与结合传统技术参考的图2和3中所示的元件类似的任何部件被赋予相同的附图标记，并且将不再详细描述。

在图1中，在磁体插入孔ms的径向内侧形成间隙as，在间隙as中具有永磁体3。间隙as具有预定的宽度wa和预定的长度la。间隙as形成在相对于永磁体3的预定的磁路的相对侧。间隙实际上是在其中插入永磁体3的磁体插入孔ms的一侧上限定的阶梯式切口。永磁体3的插入在永磁体3和转子芯8之间留下间隙as。换句话说，间隙as是形成在横跨永磁体3的预定的磁路的相对侧上的槽，该槽在转子芯1的轴向上延伸。通过径向向内扩大磁体插入孔ms来形成间隙as。因此，间隙as可以认为是磁体插入孔ms的一部分。间隙as的宽度wa等于图1中的磁路的宽度，间隙as的长度la比宽度wa短。尽管在本实施例中间隙as是在磁体插入孔ms的径向内侧的一侧上形成的阶梯式切口，但如上所述，间隙as可以形成在从磁体插入孔ms略微径向向内移位的位置，作为与磁体插入孔ms分开的槽。

典型的永磁体3具有n极和s极，并且来自n极的磁通通常延伸到s极。如果在任一极周围磁阻大，那么磁通线的数量将减少。例如，在n极周围空气层的形成从而仅增加n极周围的磁阻，导致来自n极的磁通线数量的减少。在磁动势表示为φm、磁阻表示为rm、磁通表示为nm的情况下，由下面表达式1表达的关系成立。

φm＝rm×nm——表达式1

从上面的表达式1可知，对于具有恒定磁动势的永磁体3，磁阻的增加导致磁通线数量的减少。这同样类似地适用于s极周围磁阻较大的情况。

如图1所示，在具有形成在永磁体3的径向内侧上的间隙as的结构中，与没有间隙as的结构相比，从具有间隙as的一侧的相对侧上的极生成较少数量的磁通线。这里，假设分割永磁体3的恒定宽度，永磁体3可以被认为是对齐的磁条的集合。如上所述的磁通线数量的较少可以被解释为，因为在条形磁铁的其中一个磁极的径向内侧上的间隙的形成会增加磁阻，增加的磁阻减少了从相反极生成的磁通线的数量。也就是说，在与具有间隙as的一侧的相对侧上，磁通线的数量减少。在该实施例中，对于图1中的磁路z1至z5，间隙as形成在横跨永磁体3的多个预定的磁路的相对侧上，以调节磁路的磁阻，并因此调节磁路中的磁通，以使相邻磁路之间的磁通变化或磁通密度差更小。

在磁路的长度表示为lm、横截面表示为sm、以及相关部分的磁导率为μ的情况下，磁阻rm可由下面的表达式2来表达。

rm＝lm/(μ×sm)——表达式2

相应的磁路z1至z5的磁阻rm1至rm5可以通过上面的表达式2来计算。具有间隙as的磁路的磁阻包含间隙as的区域的磁阻rmas。间隙as的区域的磁阻rmas可以通过上面的表达式2来计算，其中使用间隙as的长度la作为磁路的长度lm，以及间隙as的宽度wa与转子芯8的堆叠长度的乘积作为横截面sm。间隙as的长度la越长，导致间隙as的区域的磁阻rmas越大，并且因此导致与间隙as相对应的磁路的磁阻更大。

一旦已知磁路的磁阻，可以通过上述表达式1获得磁阻rm增加多少导致磁通nm减少多少，因为已经知道了永磁体3的磁动势φm。换句话说，可以知道间隙as的长度la和宽度wa的大小导致磁通nm减少多少。

如图1中所示，假设狭缝s1、s2、s3、s4分别具有宽度s1w、s2w、s3w、s4w，并且磁体插入孔sm外部的连接部分具有宽度t3。进一步地，假设磁路z1、z2、z3、z4、z5分别具有宽度z1w、z2w、z3w、z4w、z5w。在这种情况下，磁路z1中的磁动势φm1可以由下面的表达式3来表达，其中整个永磁体的磁动势表示为φm，永磁体3的宽度表示为mw。

φm1＝φm×(z1w+s1w/2-t3)/mw——表达式3

表达式3指示永磁体表面具有均匀的磁动势，磁路z1的磁路宽度z1w以及一半的狭缝s2的宽度s1w对磁动势有贡献，并且，对应于宽度t3的磁通量逸出，由此磁动势相应地减小。

类似地，磁路z2中的磁动势φm2和磁路z3中的磁动势φm3可分别通过下面的表达式4和5获得。

φm2＝φm×(z2w+s1w/2+s2w/2)/mw——表达式4

φm3＝φm×(z3w+s2w/2+s3w/2)/mw——表达式5

使用上述相应的磁路z1、z2、z3的磁阻rm1、rm2、rm3以及磁动势φm1、φm2、φm3，可以通过表达式1获得磁通nm1、nm2、nm3，如下面相应的表达式6、7和8。

nm1＝φm1/rm1＝φm×(z1w+s1w/2-t3)/(mw×rm1)——表达式6

nm2＝φm2/rm2＝φm×(z2w+s1w/2+s2w/2)/(mw×rm2)——表达式7

nm3＝φm3/rm3＝φm×(z3w+s2w/2+s3w/2)/(mw×rm3)——表达式8

这里注意，磁路z2具有对应的间隙as，并且，磁路z2的磁阻rm2包含间隙as的区域的磁阻rm2as，因此磁路z2的磁阻rm2相应地增加。将磁路z2的磁阻rm2分成间隙as的区域中的磁阻rm2as和其他区域中的磁阻rm2i，这允许将表达式7重写为表达式9。

nm2＝φm2/rm2＝φm×(z2w+s1w/2+s2w/2)/(mw×(rm2i+rm2as))——表达式9

如图1所示，磁路z3具有对应的间隙as。因此，磁路z3的磁阻rm3包含间隙as的区域的磁阻rm3as，因此磁路z3的磁阻rm3相应地增加。将磁路z3的磁阻rm3分成间隙as的区域中的磁阻rm3as和其他区域中的磁阻rm3i，这允许将表达式8重写为表达式10。

nm3＝φm3/rm3＝φm×(z3w+s2w/2+s3w/2)/(mw×(rm3i+rm3as))——表达式10

磁路z4具有对应的间隙as，并且磁路z4的磁动势φm4和磁通nm4可以以类似于上述磁路z2的磁动势φm2和磁通nm2的方式获得。此外，磁路z5的磁动势φm5和磁通nm5可以以与上述磁路z1的磁动势φm1和磁通nm1类似的方式获得。

为了减小齿槽转矩脉动，必须使相邻磁路之间的磁通变化小。鉴于上述情况，形成间隙as以调节磁路的磁阻，以使相邻磁路之间的磁通变化小，更具体地，使相同的磁通或具有相同磁通密度的磁通穿过相应的磁路。换句话说，形成间隙as以调节磁路的磁阻，使得由于各个磁路的磁动势而生成的磁通相等，或者保持(nm1＝nm2＝nm3＝nm4＝nm5)。出于此目的，通过上面的表达式6、9和10获得与各个磁路相对应的各个间隙as的长度la和宽度wa，以保持nm1＝nm2＝nm3(＝nm4＝nm5)。

在图1中的示例中，间隙as形成在横跨永磁体3的相应的磁路z2、z3、z4的相对侧上，以调节相应的磁阻rm2、rm3、rm4，使得磁路z2、z3、z4中的相应的磁通nm2、nm3、nm4变得与作为参考磁通的磁路z1、z5的磁通nm1、nm5相等。在图1中的示例中，具有最大磁通(即没有间隙的最高磁通密度)的磁路z2、z4的间隙as的长度la设定为比磁路z3的间隙as的长度la更长，从而增加磁阻以降低磁通nm2、nm4的磁通密度。

如上所述，本实施例中的同步电动机的转子1包括在与横跨永磁体3的多个预定的磁路的相对侧上形成的间隙as，以调节磁路的磁阻以使相等的磁通穿过相应的磁路。该调节可以使相邻磁路之间的磁通变化小，从而可以有效地减小齿槽转矩波动。

尽管在上述实施例中间隙as形成在横跨永磁体3的多个预定的磁路的相对侧上，但是，例如，取决于狭缝7的数量，间隙as可以形成在横跨永磁体3的单个预定的磁路的相对侧上。

尽管在上述实施例中间隙as形成在横跨永磁体3的磁路的相对侧上，但是间隙as可以形成在磁路侧(在永磁体3的径向外侧)上。然而，这种结构导致设置(桥接)在间隙as和狭缝7之间的硅钢片的宽度变窄，这增加了片材破裂的可能性，例如，由于在旋转中作用在转子1上的离心力。鉴于上述情况，更优选的是在横跨永磁体3的磁路的相对侧上形成间隙as，如上述实施例中那样。

尽管在上述实施例中确定间隙as的长度la和宽度wa使得磁通在所有磁路中相等，但这不是限制性的，能够使相邻磁路间的磁通变化小的任何其他实施方式都是适用的。例如，基于表达式6、9、10，可以将磁极中心附近的磁通nm3设定得大，并且可以将远离磁极中心的磁通nm1、nm5设定得小，使得磁路中的磁通呈现正弦分布，其中磁极中心的磁通最大。换句话说，间隙as可以形成在横跨永磁体3的一个或多个预定的磁路的另一侧上，以调节磁路的磁阻，使得与磁路相关的磁通分布呈现正弦分布，其中磁通在靠近永磁体3的中间的磁路中最大。该结构还实现了多个磁路上的磁通的连续变化，因此可以使相邻的磁路之间的磁通变化小。因此，可以减少齿槽转矩波动。

上述间隙as的布置仅是一个示例。间隙as可以不受限制地具有等于或小于间隙as所面向的磁路的宽度的任何宽度wa。可以不受限制地形成任何数量的间隙as。