滞环多相降压控制器中的保持相位交错的制作方法

本申请要求2017年10月30日提交的美国临时专利申请no.62/578,602的优先权，其内容以参考的形式全部合并于此。

本发明大体涉及dc-dc变换器，特别是涉及用于在滞环多相降压控制器中保持相位交错的方法和装置。

背景技术：

用于多相dc-dc变换器的滞环控制器利用内部模块来控制多个相位的交错。这种控制器的一个好处是，它们通过允许所有相位同时工作而提供对负载阶跃的快速响应。然而，在要求更稳定的相位交错(例如，对于两个相位是180°)的其他情况中则存在困难。

技术实现要素：

本发明大体涉及dc-dc变换器，特别是涉及用于在滞环多相降压控制器中保持相位交错的方法和装置。在一个或多个实施方式中，在补偿回路中放置陷波滤波器。陷波滤波器频率可以被调整以匹配控制器的开关频率，并自动调谐以对由控制器rc元件引入的开关频率的变化做出反应。根据另外的方面，即使在较大占空比期间仍能保持相位交错。

附图说明

本领域技术人员在结合附图查阅下面对具体实施方式的说明后，将明了本发明的这些和其他方面及特征，附图中：

图1是图解示例性多相降压控制器的框图；

图2a是图解图1的控制器中可包含的示例性补偿器和窗口发生器的框图；

图2b是图解图1的控制器中可包含的示例性pwm发生器的框图；

图3包括瞬态响应图，图解了例如图1所示的控制器中可发生的相位交错破缺；

图4是图解根据实施例的示例性多相降压控制器的框图；

图5包括瞬态响应图，图解了例如图4所示的控制器提供的相位交错保持；

图6是根据实施例在例如图4中示出的控制器中包括的示例性陷波滤波器的框图；和

图7是如何根据示例性实施例中的控制器开关频率调整陷波滤波器频率的功能框图。

具体实施方式

现在参考附图详细描述本发明，附图作为实施例的描述性示例而给出，以使本领域技术人员能够实现本发明且明了本发明的替代物。需要注意的是，下面的附图和示例并不意在将本发明的范围限制于单一的实施例，而是通过替换一些或全部所描述或示出的元件而可以有其他的实施方式。另外，在可使用已知部件部分或全部实施本发明的某些元件的情况，仅描述这种已知部件中为了理解本发明而必需的部分，省略这种已知部件的其他部分的详细描述，以不使本发明难以理解。描述为以软件实现的实施例并不限于此，而是除非特别指出，正如本领域技术人员所明了的，可以包括以硬件或软硬件相结合的方式实施的实施例，反之亦然。在本说明书中，显示了单一部件的实施例不应看作是限制；而是除非特别指出，本发明意在涵盖包括多个相同部件的其他实施例，反之亦然。另外，除非特别指出，申请人在说明书或权利要求书中使用的任何术语不具有不常用或特殊意义。进一步，本发明涵盖这里通过描述而提到的已知部件的当前和将来已知的等同物。

根据特定方面，本发明涉及在滞环多相降压控制器中保持相位交错。在一个或多个实施例中，陷波滤波器放置于补偿回路中，以防止纹波被引入窗口电压。由于陷波滤波器导致的对控制器的闭环带宽及因而对其瞬态响应的影响很小或没有影响。然而，有利地，对于较大的占空比以及在相位交错会破缺的其他情况，保持了交错。在这些和其他实施方式中，陷波滤波器被配置为根据控制器的实际开关频率而调谐。

图1是示出示例性多相功率控制器100的框图。大体上，控制器100根据接收的输入电压vin控制稳定电压vout的供应。将结合vin典型地高于vout的例子来描述本发明，在这种情况中，控制器100以降压模式工作。然而，本发明的各方面不必限于该示例。

正如在图1的示例中进一步显示的，控制器100包括两个相位，每一相位具有各自的脉宽调制(pwm)发生器106、开关108和电感器lout110。然而，本发明的相位数不限于这个示例，这里的原理可延伸至任意n个相位。正如图1中进一步显示的，控制器100包括补偿器102和窗口发生器104。在下面要详细描述的通用操作中，控制器100使用反馈到补偿器102的输出电压vout来调整提供至开关108的pwm信号，以使vout保持基于vref和补偿增益(gain)的稳定目标电压。pwm信号的开关频率的目标由fll114基于可编程输入fs而设定(正如下面将详细描述的，实际开关频率可变化)。正如本领域所熟知的，开关108可使用功率mosfet实施。

正如图1的示例中进一步显示的，控制器100主要可由单一的集成电路120实现，在这种情况中，电感器lout110和电容器cout112实施为外部连接部件。在这个示例中，补偿增益(gain)和开关频率fs可由外部部件例如基于给定vin的期望vout而提供。应当注意，还可以有包括更少或更多集成实施方式的其他实施方式。

图2a示出补偿器102和窗口发生器104的示例实施例。正如示例中显示的，补偿器102由误差放大器202实现，该误差放大器基于vref和vout之间的差以及补偿增益(gain)产生误差信号vcomp。这个示例中的窗口发生器104包括可编程电流源204和电阻器rw，它们根据来自源204的电流建立各自偏离vcomp的窗口电压vwp和vwn，所述电流基于来自fll114的8位输入信号wv<7:0>。

图2b示出pwm发生器106的示例实施例。参考图1，尽管图2b中仅示出一个pwm发生器106，但是可以对于控制器100的n个相位(例如，n＝2)中的每一相位都有一个pwm发生器106。正如这个示例中所示，pwm发生器106包括占空比发生器212，其通过将斜坡信号vr与(来自窗口发生器104的)vwp建立的窗口电压和vphasor比较而生成具有合适的占空比d的pwm输出信号。在这个示例中，vr是由斜坡信号发生器214基于由斜坡电容器cr建立的电压而产生的，所述斜坡电容器cr由其中电流被gm、vin和vout控制的电流源而充放电。换言之，斜坡信号vr的电平和斜率(因而还有pwm信号的占空比和实际开关频率)将依赖于cr、gm、vin和vout的值。尽管正如本例中所示，来自窗口发生器104的低窗口电压vwn被相量发生器216调整为vphasor，但这并不总是必需的，在其他实施例中，斜坡信号发生器212可以使用窗口电压vwn和vwp。

申请人认识到有关图2a和2b示出的控制器100的补偿器102、窗口发生器104和pwm发生器106的示例实施例的若干问题。例如，正如本领域技术人员能理解的，图2a和2b的示例实现了一种滞环多相控制器，其中相位交错不由诸如时钟信号这样的外部信号固定。这样，对于两相应用，在一些情况中，对于较大占空比(例如，d>0.25)，相位交错会从180°(理想情况)偏移至0°(最坏的情况，即，相位交错“破缺”)。申请人发现，这是因为vout纹波(其依赖于由输出电感器lout和输出电容器cout形成的lc谐振回路)和补偿增益(gain)对vcomp信号有强烈影响。这两个参数都可由用户(例如，通过选择外部元件lout和cout的特定值)根据特定最终应用而程序化。应当注意，如果使用了基于cout的较大esr(例如，如果采用大容量电容器代替陶瓷电容器)，那么在其他情况中，甚至在d<0.25时也会发生相位交错破缺。

图3是示出当vin与vout之比是12v比5v(即，d＝0.417)时，在诸如图1所示的两相控制器的示例实施例中的交错问题的瞬态响应图。曲线304-1和304-2分别示出高窗口电压和低窗口电压，曲线306-1和306-2分别示出第一和第二相位的斜坡电压。正如上面提到的，依赖于占空比、补偿增益和lc谐振回路，较强纹波会引入vcomp信号。从第一相位和第二相位的电感器电流曲线302-1和302-2分别可以看出，在窗口电压中呈现出强纹波，其在与斜坡电压比较时，引起相位交错破缺。相应地，申请人认识到需要一种多相控制器方案来对于任意lc谐振回路和补偿参数都保持相位交错。

图4是根据本发明的示例性控制器400的框图。正如该示例所示，控制器400的补偿器102包括或耦接至陷波滤波器402。正如下面将详细解释的，申请人发现，在补偿回路中，更具体地在由补偿器102输出的vcomp的信号路径中，提供这种陷波滤波器402能减少纹波传播进入窗口电压，从而即使对于较大占空比(例如，d>0.25)也能保持相位交错。正如下面详细解释的，陷波滤波器402优选地按照控制器的实际开关频率而调谐。

图5是示出当d>0.25时，在诸如根据本发明图4所示的两相控制器中保持相位交错的瞬态响应图。正如该示例中所示，与图3所示的情况不同，窗口电压504-1和504-2没有表现出纹波，其允许与斜坡电压506-1和506-2更整齐的比较，从而在得到的电流波形502-1和502-2中保持180°相位交错。

图6是示出根据本发明的陷波滤波器402的示例实施例的框图。可以看出，陷波滤波器放置于补偿回路中，用于对从误差放大器202输出的vcomp进行滤波，其实现了补偿器102。这样，在控制器402的闭环带宽及因而在其瞬态响应中影响很小或没有影响。

正如在该示例中所示，除了元件r和c(它们的值可以如下面详细描述的那样得到调整)，陷波滤波器402还包括回转器602，其以下面详细描述的方式被设计为具有(由回转器602中的值gm和cl确定的)等效电感leq604。图6所示的陷波滤波器402的示例实施例的传递函数hnotch(s)可表示为：

由该传递函数可得到陷波滤波器402的谐振频率：

同样，可以由传递函数得到陷波滤波器402的q因子：

根据下面详细描述的内容，要实现图5所示的结果，通过根据并响应于控制器420的开关频率fsw中的变化而动态调整gm、cl、c和r的值，调整陷波滤波器402的谐振频率(即，fnotch＝ωn/2π)以使其在固定值q(例如，q＝0.8)的约束下匹配控制器420的开关频率fsw。换言之，陷波滤波器402中的元件的值被调整以匹配pwm发生器106的rc元件，以模拟由pwm发生器106的rc元件引起的实际开关频率fsw中的变化。

图7是示例实施例的功能框图，示出在陷波滤波器402和其他控制器420元件之间的功能相互作用。如图7所示，参考图4的示例性控制器420，fll114从电阻读取器702接收目标开关频率fs，电阻读取器702可连接至外部设置的电阻，该电阻的值是根据控制器420的预定目标开关频率而选择的。程控fs值(这个例子中是3比特)用作fll114的目标fsw并且也被提供至陷波滤波器402，作为对于fnotch的粗调。fll114根据目标fsw生成数字输出wv<7:0>，这个输出wv<7:4>的前4比特被用作对于fnotch的微调。这样，陷波滤波器频率fnotch将跟踪由pwm发生器106产生的pwm信号的实际开关频率，该频率基于由fs指定的目标开关频率，并且根据pwm发生器106的rc元件而改变至实际开关频率fsw。

下面是如何实施对fnotch的粗调和微调的示例。正如将理解的，在前面的示例中，仅有fs<2:0>的8个可能值和wv<7:4>的16个可能值。相应地，电阻和电容的预定组可包括于陷波滤波器402中并根据fs<2:0>和wv<7:4>的相应预定值而选择性地切换到陷波滤波器402的电路中。更具体地，根据fs<2:0>的特定值，8个预定电阻值之一被选定包括在(例如，通过由可调电阻互连的压控开关实现的)回转器602中，从而相应改变陷波滤波器402中的gm和r的值，并实现根据目标开关频率fsw对fnotch的粗调。同样，根据wv<7:4>的特定值，16个预定电容值之一被选定包括在回转器602和陷波滤波器402中，从而相应改变cl和c的值，并实现根据由pwm发生器106的rc元件引起的实际开关频率fsw对fnotch的微调。基于结合图4所示的示例性陷波滤波器402描述的上述等式，电阻和电容值的预定组可被预先计算，以提供q的组合的固定值(例如，q＝0.8)。

尽管参考优选实施例具体描述了本发明，但是本领域技术人员容易理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，可以在形式和细节上做出改变和变动。所附权利要求意在涵盖这些改变和变动。