具有宽转换比的非隔离型Buck-Boost直流变换器的制作方法

本发明涉及一种直流变换器，特别涉及一种具有宽转换比的非隔离型buck-boost直流变换器。

背景技术：

随着近年来对可再生能源的关注显著增加，dc-dc变换器已广泛应用于电力能源应用。随着技术的快速发展，buck-boost直流变换器在新能源开发利用领域发挥着重要作用，如用于太阳能系统、燃料电池、风力发电和光伏发电等。虽然传统的buck-boost直流变换器结构简单，但是由于在中等占空比下转换效率的限制和比较低的电压增益，并未获得广泛推广。因此，更宽转换比和更高电压增益的buck-boost直流变换器已受到了越来越多的重视。众所周知，buck-boost直流变换器和cuk直流变换器是两种典型的传统反极性变换器，它们的电压转换比(-d/(1-d)，d是占空比)是相同的。它们可以输出比输入电压更高或更低的电压。虽然从理论上分析，它们可以在占空比d接近1或0时产生极高的升压或降压输出，但是在实际应用中，极端占空比情况下由于功率开关管和二极管的限制不能满足输出需求。虽然隔离型buck-boost直流变换器含有高压变压器(hvt)可用于获得更大的电压转换比，但是hvt由于体积庞大且非理想性，会导致开关电压过冲和emi问题，并增加传导损耗并且降低变换器效率。虽然也有利用耦合电感技术的直流变换器，通过调整匝数比实现高电压增益。然而，漏电感会增加开关管额外的功率损耗，并且需要额外的钳位电路进行补偿。

传统的buck-boost直流变换器结构简单，但是在中等占空比下转换效率和电压增益较低。从理论上分析，可以在占空比d接近1或0时产生极高的升压或降压输出，在实际应用中，极端占空比情况下由于功率开关管和二极管的限制不能满足输出需求。

隔离型buck-boost直流变换器含有高压变压器(hvt)，由于hvt体积庞大且非理想性，会导致开关电压过冲和emi问题，并增加传导损耗且降低变换器效率。

部分变换器利用耦合电感技术，通过调整匝数比实现高电压增益。然而，漏电感会增加开关管额外的功率损耗，并且需要额外的钳位电路进行补偿。

技术实现要素：

本发明是针对现在直流变换器存在的问题，提出了一种具有宽转换比的非隔离型buck-boost直流变换器，可以将输入电压升压或降压输出，另外电压增益远高于传统的buck-boost的电压增益，可以在没有极端占空比的情况下获得高升压电压增益，如占空比d为0.8的情况下可获得44倍的电压增益，在提出的直流变换器中，使用了两个开关管，变换器拓扑结构和控制是简单的。真正意义上的实现在没有极端占空比的情况下获得高升压电压增益，实现更高转换效率和更宽范围内的电压增益。。

本发明的技术方案为：一种具有宽转换比的非隔离型buck-boost直流变换器，由输入直流电源vin，电感l1、l2和l3，升压电容c1、c2，输出滤波电容co，二极管d1、d2、d3和d4，功率开关管s1，s2以及负载ro组成；输入直流电源vin的正极接二极管d1正电极和电感l1一端，电感l1另一端接升压电容c1负极，二极管d1负电极接升压电容c1正极，升压电容c1正极接电感l2一端和功率开关管s2的d极，升压电容c1负极接二极管d2正电极，二极管d2负电极接电感l2另一端、功率开关管s1的d极和升压电容c2正极，功率开关管s2的s极接电感l3一端和二极管d4负电极，升压电容c2负极接电感l3另一端和二极管d3正电极，滤波电容co与负载ro并联接在二极管d4正电极和直流电源vin的负极之间，功率开关管s1的s极和二极管d3负电极接直流电源vin的负极。

所述两个功率开关管s1，s2同时开通和关闭。

本发明的有益效果在于：本发明具有宽转换比的非隔离型buck-boost直流变换器，电压增益远高于传统的buck-boost的电压增益，可以在没有极端占空比的情况下获得高升压电压增益，如占空比d为0.8的情况下可获得44倍的电压增益；电路仅使用了两个开关管，所提出的变换器拓扑结构和控制是简单的；通过新的电路拓扑获得较宽范围内的输出电压，拓宽了buck-boost变换器的适用范围；真正意义上的实现在没有极端占空比的情况下获得高升压电压增益，实现更高转换效率和更宽范围内的电压增益。

附图说明

图1为本发明直流变换器电路拓扑结构图；

图2a为本发明直流变换器开关管导通的第一种模态图；

图2b为本发明直流变换器开关管截止的第二种模态图；

图3为本发明buck-boost直流变换器的主要工作波形图；

图4为本发明不同的buck-boost直流变换器之间电压增益对比图；

图5为本发明buck模式开关管驱动电压、电压应力和输出电压图；

图6为本发明buck模式开关管驱动电压和电感电流图；

图7为本发明buck模式电容电压图；

图8为本发明boost模式开关管驱动电压、电压应力和输出电压图；

图9为本发明boost模式开关管驱动电压和电感电流图；

图10为本发明boost模式电容电压图。

具体实施方式

本发明在传统的buck-boost直流变换器基础上通过电感和电容的并联充电、串联放电的特性实现了低占空比，高电压增益的目标。不仅拓扑结构简单，而且控制方式实现容易，下面进行详细论述。

所提出的非隔离型buck-boost直流变换器的拓扑结构如图1所示，它由输入直流电源vin，电感l1、l2和l3，升压电容c1、c2，输出滤波电容co，二极管d1、d2、d3和d4，功率开关管s1，s2以及负载ro组成。输入直流电源vin的正极接二极管d1正电极和电感l1一端，电感l1另一端接升压电容c1负极，二极管d1负电极接升压电容c1正极，升压电容c1正极接电感l2一端和功率开关管s2的d极，升压电容c1负极接二极管d2正电极，二极管d2负电极接电感l2另一端、功率开关管s1的d极和升压电容c2正极，功率开关管s2的s极接电感l3一端和二极管d4负电极，升压电容c2负极接电感l3另一端和二极管d3正电极，滤波电容co与负载ro并联接在二极管d4正电极和直流电源vin的负极之间，功率开关管s1的s极和二极管d3负电极接直流电源vin的负极。

两个功率开关管s1，s2同时开通和关闭，因此，本发明所提出的buck-boost直流变换器在连续导通模式ccm中有两种工作模态，如图2a所示(开关管导通的第一种模态)和图2b所示(开关管截止的第二种模态)。

buck-boost直流变换器的主要工作波形如图3所示。

工作模态1：t0-t1：s1和s2导通，d1、d2导通，d3、d4截止，l1、l2、l3和c1分别通过独立回路由vin和c2充电，输出滤波电容co向负载供电。

工作模态2：t1-t0+ts：s1和s2截止，d1、d2截止，d3、d4导通，l1、l2和vin对c2充电，l3对负载及co供电。

变量说明：vg为开关管的驱动信号；il1为通过电感l1的电流；il2为通过电感l2的电流；il3为通过电感l3的电流；vc1为电容c1两端的电压；vc2为电容c2两端的电压；vds1为开关管s1两端的电压；vds2为开关管s2两端的电压；vd1为二极管d1两端承受的电压；vd2为二极管d2两端承受的电压；vd3为二极管d3两端承受的电压；vd4为二极管d4两端承受的电压；vo：输出电压。

电路在工作模态1时，l1、l2、l3及c1并联充电，c2串联放电，可得如下微分方程：

电路在工作模态2时，l1、l2及c1串联放电，c2串联充电，l3对负载放电，可得如下微分方程：

在一个开关周期ts内，结合l1、l2和l3的伏秒特性得到微分方程：

根据(3)式可得开关电容电压及电压增益：

根据(4)式可以看出，如果占空比d小于0.22时，所提出的直流变换器在降压模式下工作。否则，即在升压模式下工作。如占空比d为0.8的情况下可获得44倍的电压增益m。

图4为不同的buck-boost直流变换器之间电压增益对比图，变换器1为传统buck-boost变换器，电压增益为d/(1-d)，本文所提直流变换器的电压增益为d(3-d)/(1-d)²。

为验证本发明直流变换器电路的有效性，在psim中搭建电路仿真模型。其中buck模式下，输入电压20v，输出电压为11.8v，电压增益为0.59，如图5、6、7所示；boost模式下：输入电压为5v，输出电压为45v，电压增益为9，如图8、9和10所示。