一种三相多电平变流器及其电池SOC均衡控制方法与流程

本发明涉及一种三相多电平变流器及其电池soc均衡控制方法。

背景技术：

在电池储能系统中，为了提高系统容量，通常采用电池模块直接串并联，再通过单级dc/ac或两级dc/dc+dc/ac进行输出，但是串并联的电池组之间容易产生充放电电流不均衡和环流等问题，影响整个系统稳定性，而且使用两级拓扑会增加控制的复杂度，降低系统可靠性。因此有学者提出采用星型级联h桥拓扑，电池储能单元采用分布式的配置方式，接于h桥单元的直流侧。这种拓扑的优势在于：可以增加串联h桥个数实现输出高电压等级，有效降低系统对电池组电压等级的依赖性；等效开关频率提高使得并网谐波很小；电池储能单元采用分布式配置，易于能量管理；基于h桥的模块化结构便于储能系统扩容。基于级联h桥的上述优点，本专利引入星型级联h桥拓扑作为储能系统的基本拓扑。

由于星型级联h桥拓扑直流侧没有公共直流母线，因此对直流侧的电压均衡要求更高，电池soc不均衡便成为了制约整个储能系统可用容量和装置可用率的瓶颈因素，所以这种独立电池供电的储能系统运行的关键问题在于系统充放电时保持相间和相内的soc均衡。有文章提出采用三角载波层叠pwm(sb-spwm)实现各电池的soc均衡，但是载波层叠调制策略下，开关频率高，开关损耗大，输出电压的分析比较困难，而且载波数量随着h桥个数增长而增长，不适用于较多电平的环境。

因此，有必要设计一种新的三相多电平变流器及其电池soc均衡控制方法。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种三相多电平变流器及其电池soc均衡控制方法，该三相多电平变流器及其电池soc均衡控制方法集成度高，功能丰富。

发明的技术解决方案如下：

一种三相多电平变流器的电池soc均衡控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：将每相中各个模块电池的soc排序；

比较每相中各个模块电池的soc值，实现每相中各个模块电池的soc排序；soc是指电池荷电状态；

步骤2：相内各电池的soc的均衡控制；

通过作用矢量和各个模块开关函数的调整实现相内的均衡控制；

步骤3：相间各电池的soc的均衡控制；

通过基于soc差值反馈的负序电压注入法实现相间的soc均衡控制。

步骤3中，在三相多电平变流器中注入负序电压；所述的负序电压的相位角和幅值分别为：

其中k为正比例系数，|z|为负载阻抗幅值，γ为阻抗角，有：

其中，△soca,△socb,△socc分别为a、b、c相的soc不平衡度；

式中soca,socb,socc分别为a、b、c相的soc值；

所述的三相多电平变流器是指三相星形级联式h桥逆变器。

三相星形级联式h桥逆变器具有5个子模块；

采用十一电平空间矢量以及三段式算法实现相内soc的均衡。

十一电平空间矢量以及三段式算法的步骤如下：

步骤(1)：判断所在的大扇区n；

步骤(2)：判断所在的中扇区n；

步骤(3)：判断所在的小扇区m；

步骤(4)：选择总电压矢量(v1，v2)以及驱动h桥开关函数；

包括根据三相soc值确定总电压矢量；还包括根据每个h桥电池soc值确定单个h桥开关函数；

步骤(5)：计算矢量作用时间(t1,t2)；

步骤(6)：根据开关函数及矢量作用时间确定每个开关的调制波；

步骤(7)：将调制波与载波比较生成开关pwm波；

步骤(8)：输出pwm波到各h桥。

步骤6-8是现有成熟技术。

所述的大扇区，中扇区和小扇区划分如下：

(a)划分大扇区：记三相参考电压为将转换到αβ静止坐标系下为再将空间电压矢量图划分为6个大扇区，分别记为扇区n＝ⅰ、ⅱ、ⅲ、ⅳ、ⅴ、ⅵ，每一个扇区在矢量图中对应的角度为60°；

(b)划分中扇区：将每个大扇区按照0～30°和30°～60°划分为两个中扇区，记为n；

设α为三相参考电压与α轴的夹角，则根据tanα的值判定中扇区，共有12个中扇区；

n取值为1或2；

(c)划分小扇区：先将静止直角坐标系αβ转换为非正交60°gh坐标系，即将转换为ug、uh,转换公式如下：

当n＝ⅰ时，分别选择矢量v10＝(5，-5，-5)和矢量v20＝(5,5，-5)作为基底有效矢量，n＝1时选择矢量v10作为基底有效矢量，n＝2时选择矢量v20作为基底有效矢量；在选定基底有效矢量后，再根据相应的ug、uh值将中扇区1和2分别划分为5个小扇区，小扇区号记为m，具体划分如下，其他扇区由扇区ⅰ逆时针依次旋转60°得到：

①.n＝1时：

当且

当且

当且

当且

当且

②.n＝2时：

当且

当且

当且

当且

当且

步骤(4)中，v1为有效矢量1，v2为有效矢量2；

依据参考矢量所在扇区位置以及soc值选择有效矢量：为简化算法，考虑到每个中扇区的最大矢量(v10、v20、v30、v40、v50、v60)对三相的soc状态没有影响，因此在选择矢量时，始终选择每个中扇区所包含的最大矢量作为有效矢量1，然后根据soc值选择合适的有效矢量2对soc进行均衡。在每相5个h桥级联系统中，单独考虑每相开关函数共有5种状态，分别为-5，-4，-3，-2，-1,0,1,2,3,4,5，(其中，数字的绝对值代表每相中正在放电的h桥的个数。例如，4和-4代表单相中有4个h桥工作在放电状态。正负号对应不同的开关管导通，单个h桥输出电平分别为+e和-e，如果是5个同时导通，那就是+5e和-5e)其中，对均衡有作用的开关函数为-4，-3，-2，-1,1,2,3,4。为让soc逐渐均衡，通常使得与soc平均值偏离最多的soc值最小的电池少放电，其他电池多放电，因此开关状态选为4或-4最为合适。但是，三相均为4或-4的开关函数(4,4,4,)或(-4，-4，-4)为零矢量，无法作为合成参考矢量的有效矢量，因此选择有效矢量2的原则是使三相总开关函数s(sta、stb、stc)中的三个单相开关函数sta、stb、stc尽可能多的为4或-4。分析各矢量可知，均有开关状态使得sta、stb、stc中有两个为4或-4，则有效矢量2优先选取这些矢量状态进行参考电压合成。

例如，在中扇区n＝1中，当m＝1～5时，有效矢量1均已选为矢量v10，即v1＝v10，其中，在小扇区m＝1中，v2＝v11(4,4,3)；在小扇区m＝2中，v2＝v12(4，4，2)；在小扇区m＝3中，v2＝v13(4，4，1)；在小扇区m＝4中，v2＝v14(4，4，0)；在小扇区m＝5中，v2＝v15(4，4，-1)。

步骤(5)中，有效矢量作用时间按以下方法计算：

采用三段法，始终从有效矢量1开始，再经由有效矢量2，最后以零矢量结束；

以小扇区1为例，设有效矢量1作用时间为t1，有效矢量2作用时间为t2，则三段法下矢量vo的作用时间为ts-t1-t2，ts为系统采样周期，由伏秒平衡原理可得小扇区1的矢量作用时间t1、t2、t0计算式为如下：

t0＝ts-t1-t2

若t1、t2超调，即当t1+t2>ts时(其中ts为系统采样周期，fs为采样频率)，要按下式对计算所得的t1、t2进行超调处理：

其他扇区计算方法同小扇区1，只是计算时的矢量模值和角度要根据所选的有效矢量v1、v2进行相应的变化。

一种三相多电平变流器，采用三相三线制星型连接，每相由l个h桥逆变单元级联而成，主电路中性点为n，负载中性点为o；

每个逆变单元子模块由独立电池并联电容c接到h桥型dc/ac变换器的直流侧；

交流侧形成阶梯波相电压，通过lc滤波接到负载上；

采用前述的电池soc均衡控制方法对三相多电平变流器实施控制。

每个单元直流侧电池电压选为60v，开关频率选为2khz，整个系统等效开关频率为2l，单位为khz。

本发明通过注入负序信号的方法使得三相soc达到均衡；通过比较获得每相中各个模块电池的soc排序，根据该排序调制作用矢量，在工作过程中使soc值较大的电池多放电，soc值小的电池少放电，逐步缩小电池间soc的差异，最终达到趋同的目的。最后在matlab/simulink仿真环境下建立基于星形接法的独立电池供电的级联h桥式储能系统模型，验证了两级电池soc自均衡控制策略的有效性。

有益效果：

针对储能系统中大量电池串并联引起的短板效应和可靠性问题，本专利在储能系统中引入星形级联式h桥逆变器，提出一种基于简化svpwm的三相多电平变流器及其电池soc均衡控制方法，通过比较获得每相中各个模块电池的soc排序，根据该排序选择作用矢量，通过作用矢量和各个模块开关函数的调整，使得相内各电池的soc逐渐趋于平衡；然后通过一种基于soc差值反馈的负序信号注入法使得相间soc(stateofcharge:电池荷电状态)也达到均衡。

本发明采用svpwm机制实现逆变器空间电压矢量的切换，使得输出电压波形更接近正弦，输出电压、电流谐波成分更小，并且能提高电压利用率，更易于实现数字化。

附图说明

图1为三相模块化多电平变流器的电池储能系统主电路；

图2为单相等效电路图；

图3为基于soc差值反馈的相间均衡控制框图；

图4为输出为+e时的桥电路电流流向图

图5为输出为-e时的桥电路电流流向图

图6为十一电平空间电压矢量图；

图7为简化十一电平空间电压矢量图

图8为中扇区分区示例图；

图9为坐标系转换图；

图10为小扇区分区示例图；

图11为a相h4桥各开关pwm波形图；

图12为程序流程图；

图13为注入负序信号前后的直流侧功率输出图；

图14为均衡过程中的三相直流侧输出功率；

图15为三相soc值的变化情况；

图16为三相输出线电压值；

图17为a相sm4与sm1的soc差值

图18为b相sm2与sm1的soc差值

图19为c相sm3与sm1的soc差值

图20为三相输出相电压

图21为三相输出线电压

具体实施方式

以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：

实施例1：下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明：

基本拓扑及控制策略

基于三相级联h桥多电平变流器的电池储能系统拓扑结构如图1所示。采用三相三线制星型连接，每相由l个h桥逆变单元级联而成，主电路中性点为n，负载中性点为o。调制方式选为电压空间矢量调制法(svpwm)，以a相为例，交流侧形成阶梯波相电压va，通过lc滤波接到负载上。每个逆变单元子模块(submodule:sm)由独立电池并联电容c接到h桥型dc/ac变换器的直流侧。本专利采用l个子模块单元，每个单元直流侧电池电压选为60v，开关频率选为2khz，则相电压形成(2n+1)电平的阶梯波，整个系统等效开关频率为2lkhz(＝2khz*l),电路具体参数详见表1。

表1

相间soc均衡控制策略

星型连接级联式系统的相间soc均衡控制是将各单元soc值(各单元soc值为已知量，由电池单元直接检测获取)与各相间soc平均值的差值作为反馈量的闭环控制。考虑到星型连接方式，系统采用负序电压注入法，设级联h桥各相输出电压为ui(i＝a,b,c)：

各相输出电流为ii(i＝a,b,c)：

(其中：up、un分别为输出正序、负序基波电压的有效值，ip、in分别为输出正序、负序基波电流的有效值，θn表示负序电压的相位角，为正序、负序基波电流的相位角，ω为电网角频率。)

各相视在功率为：

故各相输出有功功率为：

由有功功率表达式可以看出来，各相正序电压与正序电流产生的有功功率分量恒为则三相波动功率分量分别为：

将式(2-4)化为矩阵形式得：

波动功率分量可以调节各相直流侧有功功率大小，并且三相波形功率分量之和△pa+△pb+△pc＝0，因此对三相总有功功率不产生影响，三相有功功率恒为各相注入的波动有功功率大小可以通过调节负序电压的有效值un和相角θn进行控制，有效值un决定了各相注入的波动功率的幅值，相角决定了各相注入波动功率的比例关系，因此注入的负序电压分量可以用来均衡三相相间soc值。

级联h桥输出电压包含正序与负序分量时，电路可以看做由正序电路与负序电路矢量叠加而成，其中单相等效电路如图2所示；

同时，三相直流侧soc的不平衡度决定了各相注入的波动功率的大小，设三相直流侧soc值分别为soca、socb、socc，则三相平均其中，三相soc不平衡度分别为：

各相注入波动功率与各相soc不平衡度存在比例关系如下：(k0为正比例系数，此时各相附加的有功功率与各相的soc不均衡程度成正比，k0的取值一般按照储能系统的容量、储能系统的电流以及储能系统的功率均衡速度等要求结合传递函数设计得来，本发明中k0取为2000。)

为便于计算，将式(2-6)代入式(2-8)后将等式两边由三相坐标系化为αβ两相静止坐标系并代入数值得：

由式(2-8)可求得注入到系统中的负序电压的相位角和幅值分别为：

(负载阻抗幅值|z|、负载阻抗角γ由检测到的电压电流信号计算得来：

以soc差值为反馈量得到的级联储能系统的相间soc均衡策略的控制框图如图3所示。

其中，θn、un由式(2-10)与式(2-11)得到。

相内soc均衡调制策略

相内均衡采用简化的多电平svpwm调制算法实现。系统每个h桥输出

+e、0、-e三种电平。对于输出接负载的情况，单个h桥输出相电压为±e时，电流的流向如图4-5所示，单个h桥的开关函数见表2.

表2

当输出相电压为±e时，对于直流侧蓄电池而言，均为放电状态；输出电压为0时，蓄电池既不充电也不放电。由此可知，改变直流侧输出相电压即可改变蓄电池的工作状态，若每相蓄电池相内soc不均衡时，只需令soc值大的蓄电池多放电，soc值小的蓄电池少放电就能实现soc均衡的目的。因此，在实现时，先选出每相中soc值最小的相，选择合适的矢量，使其多数时间处于不放电的状态，以求实现soc的均衡。

设开关函数为stxi＝[-l,-(l-1),-(l-2),···,0,···,(l-2),(l-1),l](其中x＝a,b,c；i＝1,2,,···,l)，分别对应级联h桥的输出相电压[-le,-(l-1)e,-(l-2)e,···,0,···,(l-2)e,(l-1)e,le]。由图1和基尔霍夫定律可得：

又(udc为直流侧总电压，考虑到与传统多电平逆变器的统一，此处udc＝2l*e)，

其中：分析可知空间电压矢量的表达式为：

本专利着重研究l＝5个子模块时的svpwm简化算法，此时每相输出十一电平阶梯波。由式(2-14)可知十一电平电压空间矢量图如图6所示，矢量按六边形形状分布，由内向外分为10层，层数记为c，中心点o点含有11个电压矢量，最内层每个顶点都含有10个矢量，第二层每个顶点都含有9个矢量，第三层每个顶点都含有8个矢量，外层六边形每个顶点所含矢量按此规律依次递减，10层共有1331个电压矢量。

由于矢量个数众多，若采用传统两电平逆变器的七段式调制算法，扇区的划分、矢量的选择以及时间的计算都极为复杂，因此本专利采用简化的十一电平空间矢量以及三段式算法实现相内soc的均衡。具体步骤如下：

(1)选择基矢量：在不影响电压利用率的前提下，选择中心点o以及60°坐标系上的矢量作为基矢量，共有61个基矢量，分别记为矢量vo,矢量v(1～60)，简化后的空间电压矢量图如图6所示，扇区ⅰ中矢量v1～10具体矢量见表3，其他扇区矢量同扇区ⅰ一样皆由式(2-14)计算得来。

表3

表中三个元素分别对应于三相各自的开关状态。

(2)划分大扇区：与传统两电平一样，记三相参考电压为将其转换到αβ静止坐标系下为再将空间电压矢量图划分为6个大扇区，分别记为扇区n＝ⅰ、ⅱ、ⅲ、ⅳ、ⅴ、ⅵ。

(3)划分中扇区：将每个大扇区按照0～30°和30°～60°划分为两个中扇区，记为n。设α为三相参考电压与α轴的夹角，则根据tanα的值判定中扇区，以ⅰ扇区为例。若令n＝1；若令n＝2，见图8，其他扇区同理，共有12个中扇区。

(4)划分小扇区：为方便划分，先将静止直角坐标系αβ转换为非正交60°gh坐标系，即将转换为ug、uh,转换公式为式(2-15)，以ⅰ扇区为例的坐标系转换图如图9，其他扇区的gh轴由ⅰ扇区逆时针依次旋转60°得到。

以扇区ⅰ为例，先选定基底有效矢量，基底有效矢量的选择是为简化扇区的划分以及时间的计算。当n＝ⅰ时，分别选择矢量v10＝(5，-5，-5)和矢量v20＝(5,5，-5)作为基底有效矢量，n＝1时选择矢量v10作为基底有效矢量，n＝2时选择矢量v20作为基底有效矢量。在选定基底有效矢量后，再根据相应的ug、uh值将中扇区1和2分别划分为5个小扇区，小扇区号记为m，具体划分如下，其他扇区由扇区ⅰ逆时针依次旋转60°得到，扇区ⅰ划分后的电压空间矢量图如图10。

①.n＝1时：

当且

当且

当且

当且

当且

②.n＝2时：

当且

当且

当且

当且

当且

(4)依据soc值的情况选择有效矢量：以扇区ⅰ为例，由(3)可知，在m＝1～5时，有效矢量1已选定为矢量v10，即v1＝v10；在m＝6～10时，有效矢量1为v20，即v1＝v20。由于v10＝(5，-5，-5)，v20＝(5,5，-5)，故有效矢量1没办法实现soc的均衡，soc均衡的实现有赖于有效矢量2的选择。

当uref落在小扇区m＝1时，有效矢量v2＝v11，由式(2-13)可知，v11＝(5,5,4)＝(4,4,3)＝(3,3,2)＝(2,2,1)＝(1,1,0)＝(0,0，-1)＝(-1，-1，-2)＝(-2，-2，-3)＝(-3，-3，-4)＝(-4，-4，-5)，为实现soc均衡，要先选定每相中soc值最小的h桥，令其输出电压为0，故可以选定矢量(4,4,3)。a、b两相输出电平都为4，即a、b两相中都有一个soc值最小的h桥输出电压为0，处于不放电的状态；c相中有两个h桥输出电平为0，但是经过放电，最终都会有一个soc值最小的项，并且随着uref的逆时针旋转，有效矢量也在随之改变，但选择有效矢量的宗旨始终是令soc值小的h桥少放电，soc值大的h桥多放点，故而最终实现相内soc的均衡。

(5)计算有效矢量作用时间：在有效矢量选择完毕后，需要计算每个矢量的作用时间。由于传统七段法受到如下两个条件的限制：其一，不论参考电压矢量落在哪个三角形中，开关序列必须从包含多个冗余电压矢量的开关状态开始。其二，开关序列的起始状态和最终状态必须保持一致。因此，七段式算法的灵活性和适应性较差。故在此情况下，我们选用灵活性较好的三段法来实现。为了简化计算，始终从有效矢量1开始，再经由有效矢量2，最后以零矢量结束。以小扇区1为例，设有效矢量1作用时间为t1，有效矢量2作用时间为t2，则三段法下矢量vo的作用时间为ts-t1-t2，由伏秒平衡原理可得小扇区1的矢量作用时间t1、t2、t0计算式为式(2-16)，若t1、t2超调，即当t1+t2>ts时(其中ts为系统采样周期，)，要按式(2-17)进行超调处理，否则采用式(2-16)计算。

(6)，其他扇区矢量作用时间同理。

(7)确定调制波与载波：依旧以小扇区1为例，矢量作用顺序即为v10(5，-5，-5)→v11(4,4,3)→vo(4,4,4)，soc相内均衡在有效矢量v2＝v11(4,4,3)和零矢量vo(4,4,4)作用时间内才起到均衡作用。每相开关函数st为4时，soc值最小的h桥电池不放电，即输出电压为0，开关函数为0，其他h桥输出电压udc，开关函数为1，其他矢量下也按照此规律分布电平，假设a、b、c三相soc值最小的h桥分别为桥4，桥2，桥3，则m＝1扇区时各h桥在此矢量下的输出电平分配见表4。

表4

已知a相五个桥pwm输出如表4，h1、h2、h3、h5桥在t1、t2、t0阶段均输出udc，开关函数stai(i＝1,2,3,5)始终为1，h4桥在t1、t2、t0阶段分别输出udc、0、0，开关函数stai(i＝4)分别为1、0、0，此处以桥h4为例分析调制波与载波的生成原理。

由表2可知，单个h桥的开关函数与每个开关的状态有式(2-18)所示的关系。

h4桥在t1阶段时sta4＝1，在t2阶段sta4＝0，在t0阶段sta4＝0，故开关g1在ts时间段内导通，即g1的pwm输出波形在ts时间段内都为1，开关g2在t2+t0时间段内导通，开关g3在ts时间段内均关断，开关g4在t1时间段内导通。由于采用三段法实现，无需输出波形的对称，因而此处选用锯齿波作为载波，并且令调制波小于载波时，输出pwm为1，反之输出pwm为0。以一个周期考虑，h4桥的各个开关调制波与载波以及比较生成的pwm波形见图11，其余情况下开关pwm波形生成规则均同h4桥，总体程序流程图如图12。

仿真验证

为了验证所提控制策略及调制策略的正确性，通过matlab/simulink搭建三相十一电平级联h桥储能系统进行仿真。相间均衡时仿真参数为：输出频率为fo＝50hz，单个h桥开关频率为f＝2khz，则总的开关频率为fs＝10khz，线电压uabc＝280v，udc＝300v，l＝3ml，c＝600μf，三相总soc值分别设为70％，69.8％，69.7％，在0.3s后加入相间均衡控制，仿真结果如图13-15。

相内均衡时，根据判断的参考电压矢量所在扇区号，确定系统内部电压空间矢量，再确定矢量作用顺序，最后计算各个矢量的作用时间以及pwm输出的步骤进行建模仿真。为更好地验证相内soc均衡的调制策略，改变每相中的h桥soc值，a相中，令soc1＝soc2＝soc3＝soc5＝80.1％，soc4＝80％；b相中，令soc1＝soc3＝soc4＝soc5＝80.1％，soc2＝80％；c相中，令soc1＝soc2＝soc4＝soc5＝80.1％,soc3＝80％，由于soc值变化缓慢，因此仿真效果主要看相内soc值最小项与其他项的差值，仿真结果见图17-21。

结论

本专利针对以三相级联十一电平h桥为基本拓扑的储能系统的soc不均衡情况提出了一种相间和相内的两级均衡控制策略。由仿真结果可知，针对相间不均衡提出的负序电压法与针对相内不均衡提出的简化十一电平svpwm调制策略效果显著。