基于PI+重复控制策略的LCL型并网逆变器控制方法与流程

本发明涉及光伏并网逆变器控制技术领域，更具体地，涉及基于pi+重复控制策略的lcl型并网逆变器控制方法。

背景技术：

光伏发电已经成为人们广泛关注与应用的新能源之一，并网逆变器作为光伏发电入网的重要电力接口，针对在同步旋转坐标系下存在并网电压不平衡、低次谐波，导致输出电流发生严重畸变问题，传统方法是选择lcl型三相光伏逆变器旋转坐标系下的pi、重复控制策略，以达到对谐波电流的抑制。但是单独的pi、重复控制策略很难同时满足系统的动态性能与稳定性能的要求，并且旋转坐标系下的坐标变换与解耦计算比较复杂。因此，如何抑制谐波同时提高输出电流质量是本领域技术人员亟需解决的问题。

目前基于内模原理的重复控制理论研究已比较成熟，研制的控制器也广泛用于电网谐波治理领域：2012年第7期的《电力系统保护与控制》中《复合控制技术在独立光伏并联发电系统中的应用研究》为抑制并网电流谐波，采用重复pi控制和电网电压前馈控制的复合控制策略，抑制了并网电流谐波，但系统动态性能有待提升；2016年第9期《电工技术学报》中《两相静止坐标系下并网逆变器的重复控制策略》在同步坐标系下采用pi加重复控制的方案，简化坐标变换和解耦过程，有效抑制了入网电流谐波，但并网电流谐波抑制能力有待提高；2015年第6期《ieeeinternationalconferenceonappliedsuperconductivityandelectro-magneticdevices》中《grid-connectedphotovoltaicsystemusingcompoundcurrentcontrolofthenovelrepetitiveandpi》采用有限脉冲响应数字滤波器代替传统的组合补偿器作为重复控制器，结合传统的pi控制技术，有效抑制了电流谐波，但在高频处会出现失真现象；2013年第8期《ieeetransactionsonpowerelectronics》中《ageneralparallelstructurerepetitivecontrolschemeformulti-phasedc-acpwmconverters》采用了pi等控制方法与重复控制结合的复合控制方案，改善了重复控制的动态响应速度，使系统具有良好的动态响应与稳态特性，但该策略比较复杂，系统稳定性较差；2015年第8期《电工技术学报》中《一种加权式并联型重复控制的研究》利用加权思想，达到了预期可增强控制环节的控制作用，而且给系统带来较好的切载动态性能，但补偿器设计复杂。

上述方法都是在理想电网情况下实现，在实际应用中，一些偏远地区或者山区的电压不平衡、低次谐波存在时，仍然会导致轻微或者严重的电流畸变问题，使得输出电流质量较差。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是针对现有技术不足和缺陷，提供一种基于pi+重复控制策略的lcl型并网逆变器控制方法。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种基于pi+重复控制策略的lcl型并网逆变器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

s1、采集lcl型滤波器输出的三相电流值、三相电压值，并经过clark变换后得到两相静止坐标系下的电流实际值iα与iβ、电压实际值uα与uβ；

s2、获取电流内环的电流信号作为并网逆变器输出电流参考值iαref与iβref，并与电流实际值iα与iβ相减得到电流误差值δiφ与

s3、将电流误差值输入由pi控制器与重复控制器并联而成的复合控制器中，输出控制量υα与υβ；

s4、控制量与电压实际值uα与uβ相加得到并网控制器的实际控制量，通过更新延迟单元，并对并网逆变器进行控制。

进一步地，步骤s1两相静止坐标系下并网逆变器状态空间方程为：其中r＝α、β，lk和lgk为逆变器侧和电网侧电感，ek为电网的三相电压，rk、rgk为线路上的逆变器侧和电网侧寄生电阻，其中k＝a、b、c。

更进一步地，基于所述状态空间方程可得两相静止坐标系下lcl型滤波器的开环传递函数为：

进一步地，步骤s2基于瞬时功率原理得到电流内环的电流信号：其中pref、qref为常量。

进一步地，步骤s3中的重复控制器参数设计包括设计的内模函数补偿函数c(z)＝25.52-25.48z^-1，延迟函数z^-n用于补偿对控制对象造成的滞后。

更进一步地，所述重复控制器引入加权系数m，所述pi控制器引入加权系数n，加权系数m与n关系满足：m+n＝1，比值q＝m/n应满足thd和动态性能的要求。

更进一步地，e(z)、d(z)与r(z)的关系具体为：

其中，e(z)、d(z)与r(z)分别为系统误差、外界干扰量与参考量；rrc(z)＝nr(z)，rpi(z)＝mr(z)；n为一个基波周期的采样点数；q(z)为重复控制器内模函数；e(z)为作用在被控对象上的周期扰动；p(z)为被控对象；pi(z)为pi控制器的离散传递函数。

本发明的有益效果为：

1、本发明通过应用pi+重复控制策略并联的复合控制器，简化了传统pi控制方案复杂的坐标变换与解耦计算过程。

2、本发明在pi支路上引入加权系数对系统进行“粗调”，在满足系统快速性要求的同时，还可以使系统获得较好的动态性能；在重复控制支路上引入加权系数n对系统进行“细调”，加强对系统稳态误差的不断修正并消除稳态误差以满足系统的稳态性要求；在一定程度上减低了并网电流的thd，提高系统动态稳定性能。

附图说明

图1为三相lcl型光伏并网逆变器主电路图；

图2为lcl滤波器模型框图；

图3为两相静止坐标下pi+重复控制优化系统；

图4为两相静止坐标系下pi+重复控制策略的控制框图；

图5为不同加权值时系统bode图；

图6为旋转坐标系下重复控制的并网电流波形；

图7为旋转坐标系下重复控制的谐波含量；

图8为静止坐标系下重复控制的并网电流波形；

图9为静止坐标系下重复控制的谐波含量；

图10为旋转坐标系下pi+重复控制的并网电流波形；

图11为旋转坐标系下pi+重复控制的谐波含量；

图12为静止坐标系下pi+重复控制的并网电流波形；

图13为静止坐标系下pi+重复控制的谐波含量。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步的说明。

本实施例提供了一种lcl型光伏逆变器的pi+重复控制器的优化设计方法。三相lcl光伏并网逆变器主电路图如图1所示，lk和lgk为逆变器侧和电网侧电感，ek为电网的三相电压，rk、rgk为线路上的逆变器侧和电网侧寄生电阻，其中k＝a、b、c，三相平衡时，由基尔霍夫电压电流定律可得：

对式(1)clark变换可得静止坐标系下并网逆变器数学模型为：

其中r＝α、β。即由式(2)可得静止坐标系lcl滤波器模型框图如图2所示。如果eαβ用作干扰量输入，则获得lcl滤波器输出电流igαβ与桥臂之间输出电压uαβ之间的开环传递函数为：

因为逆变系统高次系数非常小，对低频信号几乎没什么影响，其相应系数可忽略不计，故开环传递函数为：

本实施例中静止坐标系下pi+重复控制优化系统如图3所示，其中n为采样频率与基频的比值，即一个基波周期的采样点数；补偿器c(z)＝krz^ks(z)，其中，kr为重复控制增益，在中高频段可以保证系统的稳定性，s(z)对高频衰减、中低频增益校正和共振峰的消除有很好的效果；z^-n为延迟环节，目的是使c(z)中的超前环节z^k能够实现；q(z)为重复控制器内模函数；d(z)为作用在被控对象上的周期扰动；p(z)为被控对象；z^-1为采样和脉宽调制更新延迟环节，m、n为引入的加权系数且m+n＝1。该优化系统控制策略具体为：

通过clark变换三相电网的电压和电流，以获得静止坐标中的电压uαβ和电流量iαβ；由瞬时功率原理得出电流内环的电流参考值iαβref，并与电网反馈电流iαβ作比较，在pi控制器执行“粗调”之后，由重复控制器执行“微调”，并且电网电压uαβ作用作反馈干扰补偿项，以减少系统控制器引起的误差影响；最后，将反clark变换后控制量通过更新延迟环节z^-1进行采样和脉宽调制，并对并网逆变器进行稳定控制。

下面从内模函数q(z)、补偿器c(z)、延迟环节z^-n以及加权系数q＝m/n几个重要离散函数对重复控制器进行优化设计。

(i)离散域下内模函数q(z)满足如下数学关系：

由于内部模型函数q(z)越大，控制增益越大，稳态精度越高，但稳定性越差；相反，控制增益越小，控制精度越差，稳定性越强。为了使内模稳定以及获得较好的控制增益与控制精度，通常取其经验值为0.95。

(ii)当指令信号和扰动信号d(z)混合于重复控制器内模时，根据受控对象p(z)输出的指令信号特性，需合理地优化补偿器c(z)的设计。根据重复控制原理，当c(z)p(z)＝1时为最理想补偿器，但是c(s)包含微分项不易于数字实现，故给c(s)添加一个高频点，由式(4)可得补偿器为：

对c(s)进行双线性离散化，其中采用周期为2×10^-4s，c(z)＝25.52-25.48z^-1，由于一旦确定并网逆变器系统的硬件参数，那么重复控制器参数设置是固定的，因此无需在复杂的调试过程中修改参数，一定程度上有效提高了调试工作的效率。

(iii)延迟环节z^-n将信号延迟n个采样周期，理想条件下n＝fs/f0，即输入与输出相位保持一致。当n＜fs/f0时，控制信号会有出现一定的超前现象，以弥补滞后环节与惯性环节对控制对象造成的滞后。本实施例中采用fs＝10khz，故n＝200。在设计延迟环节时，将考虑到逆变器自身采样和计算的延迟的总时间，一般延迟时间约为2个周期，因此本实施例实现2个周期的超前控制，因此本文延迟环节设计为z^-198，可实现2个周期的超前控制。

(iv)q为加权系数m与n的比值，图5为不同加权值时系统的开环bode图(不含内膜)，由图5可以看出系统的带宽是随着q的值变化而变化，q值越大，带宽越宽，系统的动态性能越好。为获得较好的带宽以及较好的动态性能，同时考略到系统thd和动态性能的要求，本实施例选择q＝m/n＝4，即m＝0.8、n＝0.2，在一定程度上加强了并联pi环节的调节作用。这样既可以达到对系统进行“粗调”以满足系统的动态性能，又可以对系统进行“细调”以满足系统的稳态性要求。

本实施例在matlab/simulink仿真软件进行搭建仿真模型，直流母线电压为520v，电网额定相电压为220v，额定频率为50hz，开关频率与采样频率fs＝10khz，仿真时间为0.6s、ll＝5mh、lg＝0.1mh、c＝2.2μf、rl＝0.02ω、rg＝0.02ω。

图6-图9为旋转坐标系与静止坐标系下采用重复控制的并网电流波形及谐波含量的实验仿真图。由仿真结果表明，在旋转坐标系中使用了重复控制，并网电流的thd为7.47％。在系统达到稳定状态时，在静止坐标系下重复控制效果比前者好，总谐波畸变率较小，但高于并网标准的5％。

图10-图13为旋转坐标系与静止坐标系下采用pi+重复控制策略控制的并网电流波形及谐波含量的实验仿真图所示。由仿真结果表明，在旋转坐标系中使用pi+重复控制策略的优化设计方案中，并网电流的thd为5.65％，如图11所示；在静止坐标系中使用pi+重复控制策略，并网电流的thd仅为2.59％，如图13所示，总谐波畸变率低于其他仿真的控制策略；当系统达到稳定状态时，在静止坐标系中比前者具有更好的pi+重复控制效果，总谐波失真率较小，满足并网要求。

综上所述，提出静止坐标系下采用pi+重复控制策略的优化设计方案，它不仅简化了坐标变换和解耦计算过程，而且直接控制并网电流，从而更好地抑制了谐波对并网电流质量的影响，改善了并网的电流质量。同时在pi控制支路和重复控制支路分别加入加权系数m和n，在一定程度上减低了并网电流的thd，并提高了系统的动态性能稳定性能。在matlab/simulink平台上进行仿真，验证了该优化策略具有良好的有效性和可行性。

以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。