双馈发电机变流器控制算法及系统的制作方法

本发明涉及变流器控制技术领域，具体涉及一种双馈发电机变流器控制算法及系统。

背景技术：

双馈发电机，又称交流励磁发电机。双馈电机控制系统，无论是调速系统还是发电系统，其控制都是通过变流器来实现的。双馈发电机的特点是大容量，可以应用于大容量的电力系统。以双馈风力发电机为例来说明，随着双馈风力发电技术的日益成熟，单机并网功率越来越大，与此同时用电负荷的数量和种类也越来越多，这对风力发电系统运行的稳定性提出了挑战。大功率负载的突投突切，引起电网电压的波动和三相不平衡，导致系统锁相问题，严重时引起风机脱网；非线性负载的投入，会向电网注入大量谐波，这导致并网电流谐波问题，较大的谐波造成严重的功率损耗，造成设备寿命缩短甚至损坏。

背靠背变换器作为双馈风力机并网控制的关键，是解决上述问题的焦点所在。有的学者提出了t/4延迟计算方法和加强pll算法，当三相电压不平衡时，效果良好，然而对于电网电压谐波和扰动，还有待改进。还有的学者提出将网侧变流器作为有源滤波器使用，通过注入谐波电流，并网电流的thd大大改善，然而这样做会使得发电容量降低。通过分离正负序分量，并采用常规pi控制对特定谐波进行抑制的策略被广泛使用，但对于控制精度难以保证，尤其在谐波含量丰富的时候。

因此，需要研究一种双馈发电机变流器的控制算法，解决电流谐波的问题。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种控制精度高，谐波影响小的双馈发电机变流器控制算法和系统。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种双馈发电机变流器控制算法，包括：

电网电压单相交流输入sogi控制器，将单相交流量转换为两相正交交流量；

其中，sogi控制器的传递函数如下：

其中，ω^*代表参考频率，s代表拉普拉斯算子；

sogi控制器的输出如下：

其中，hd(s)表示sogi控制器输出量uα与输入量u的传递函数，hd(s)表示sogi控制器输出量uβ与输入量u的传递函数；

sogi控制器输出的两相正交交流量进行park变换，将变换后的单相电压q轴分量和电网电压q轴分量的给定值uq^*作为输入，经pi控制，输出锁相信号，所述锁相信号包括电网电压角度ωt和电网电压频率f。

作为优选：网侧控制，包括网侧电流内环控制，在网侧控制中引入谐振调节器，谐振调节器的输入与网侧电流内环控制的输出连接，谐振调节器的输出作为网侧电压外环控制的输入；

机侧控制，包括机侧电流内环控制，在机侧控制中引入谐振调节器，谐振调节器的输入与机侧电流内环控制的输出连接，谐振调节器的输出作为机侧电压外环控制的输入。

作为优选：进一步包括：所述谐振调节器的传递函数为：

其中s为：拉普拉斯算子，ωres为：谐振频率，gideal(s)为：理想谐振控制器传递函数。

作为优选：为谐振调节器引入品质因子，修正调节器，品质因子为：

ωc＝2πfc；

其中：ωc为:截止角频率,fc为：截止频率；

修正之后的调节器传递函数为：

其中gnon_ideal(s)为：非理想谐振控制器传递函数，g为增益。

双馈发电机变流器控制系统，包括：

锁相控制单元：锁相控制单元包括sogi控制器及锁相控制器，sogi控制器与电网侧连接，获取电网侧各单相电压，并结合给定的相位角度，将单相交流量转换为两相正交交流量；sogi控制器的输出将作为锁相控制器的输入，锁相控制器输出锁相值。

作为优选：网侧控制单元，用于双馈发电机变流器电网侧的控制，包括网侧变流器控制模块和网侧谐振调节器；所述网侧变流器控制模块包括电流内环控制单元和电压外环控制单元，网侧谐振调节器的输入端获取电流内环控制单元的输出数据，网侧谐振调节器的输出端作为电压外环控制单元的输入；

机侧控制单元，用于双馈发电机变流器电机侧的控制，包括网侧变流器控制模块和机侧谐振调节器；所述机侧变流器控制模块包括电流内环控制单元和电压外环控制单元，机侧谐振调节器的输入端获取电流内环控制单元的输出数据，机侧谐振调节器的输出端作为电压外环控制单元的输入。

与现有技术相比，本发明的优点和积极效果在于：

本发明基于二阶广义积分器(secondordergeneralizedintegrator,sogi)进行锁相控制，实现电网频率的稳定检测；基于定子磁链定向控制，采用谐振控制器实现对并网电流谐波的抑制，能够在电网谐波较大和三相不平衡时稳定准确地输出频率结果，特别是低功率工况下的谐波含量。

附图说明

图1为sogi控制原理图；

图2为锁相控制原理图；

图3为网侧变流器控制原理图；

图4为机侧变流器控制原理图；

图5a为非理想谐振传递函数bode图

图5b为理想谐振传递函数bode图；

图6为谐波引起的电流畸变图；

图7为谐振控制原理图；

图8为电网电压存在谐波时锁相仿真结果；

图9为电网电压不平衡时锁相仿真结果；

图10为电网电压不平衡时d轴分量；

图11为无谐波抑制时波形图；

图12为无谐波抑制时的定子电流谐波波形图；

图13为有谐波抑制时波形图；

图14为有谐波抑制时的定子电流谐波波形图。

1-曲线ugird，2-曲线istator，3-曲线irotor。

具体实施方式

以下，结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的描述。

本发明提供了一种双馈发电机控制算法和系统，可以用于大容量双馈发电系统的控制。

作为背景技术，首先，从以下几个方面研究双馈发电机的数学模型。双馈发电机控制系统及控制算法均是基于双馈发电机数学模型而进行的。

(1)双馈发电机在dq坐标系下的磁链方程：

其中，ψsdq代表定子磁链dq分量，ψrdq代表转子磁链dq分量，ls代表定子等效电感，lr代表转子等效电感，lm代表定转子互感，isdq代表定子电流dq分量，irdq代表转子电流dq分量。

(2)双馈发电机在dq坐标系下的功率转矩方程：

其中，p代表有功功率，q代表无功功率，te代表电磁转矩，usdq代表定子电压dq分量，p代表极对数。

(3)双馈发电机在dq坐标系下的电压方程：

其中，urdq代表转子电压dq分量，rs代表定子阻抗，rr代表转子阻抗，ωs代表定子磁链角速度，ωr代表转子电磁角速度。

以下，先介绍双馈发电机控制系统的组成，以及控制算法的具体实施步骤。

双馈发电机控制系统包括：

(1)锁相控制单元。

当电网电压波动或者三相不平衡时，三相系统中会出现明显的负序分量，影响锁相效果。sogi控制器的原理图如图1所示。其中，v代表输入信号，α和β分别代表两个正交的正弦波，k代表增益，ω代表谐振角频率。sogi控制器可以将单相信号转换成为相互正交的两个信号。

本发明将sogi控制器引入锁相控制。锁相控制的原理如图2所示。

锁相控制单元包括sogi控制器及锁相控制器，sogi控制器与电网侧连接，获取电网侧各单相电压，并结合给定的相位角度，将单相交流量转换为两相正交交流量。sogi控制器的输出将作为锁相控制器的输入。

锁相控制器包括park变换单元和锁相输出单元，锁相控制器的输入端为park变换单元，将sogi控制器的输出进行park变换。park变换输出电网电压q轴分量，与电网电压q轴给定的参考值，作为锁相输出单元的输入，锁相输出单元将输出电网电压角度和电网电压频率。具体参考图2，图2中，代表电网电压q轴分量uq的参考值，ω^*代表pi控制的初始值，ωt代表电网电压的角度，f代表电网电压的频率。

锁相控制的具体的方法为：

电网电压单相交流输入sogi控制器，将单相交流量转换为两相正交交流量；

其中，sogi控制器的传递函数如下：

其中，ω^*代表参考频率，s代表拉普拉斯算子；

sogi控制器的输出如下：

其中，hd(s)表示sogi控制器输出量uα与输入量u的传递函数，hd(s)表示sogi控制器输出量uβ与输入量u的传递函数，u为电网电压；

sogi控制器输出的两相正交交流量进行park变换，将变换后的单相电压q轴分量和电网电压q轴分量的给定值作为输入，经pi控制，输出锁相信号，锁相信号包括电网电压角度ωt和电网电压频率f。

(2)网侧控制单元

网侧控制单元用于电网侧的控制，包括网侧变流器控制模块和谐振调节器。

网侧变换器的拓扑结构通常是一个三相全桥变流器，电网和变流器之间有电感连接，可由基尔霍夫电压定律得回路方程如下：

ug＝ul+ur+upwm；

其中，ug代表电网线电压，ul和ur分别代表电感和电阻上的电压，upwm代表变流器输出电压。

电感上电压与电流关系如下：

进而可得差分方程如下：

其中，l代表电感值，r代表电阻值，iin代表网侧交流电流。

在d-q坐标系下，得网侧变换器数学模型：

其中，ω代表电网电压角频率，upwmd表示变流器输出电压d轴分量，upwmq表示变流器输出电压q轴分量，iinq表示网侧电流的q轴分量，iind表示网侧电流的d轴分量。ugd表示电网电压d轴分量，ugq表示电网电压q轴分量。

网侧变换器的主要功能是稳定中间直流母线电压和交流侧单位功率因数运行，同时实现能量双向流动，网侧变流器控制模块采用电压外环电流内环的双环控制策略，如图3所示。

由于双馈变流的控制是基于dq坐标进行的，电网电压abc三相谐波通过坐标变换会在dq分量中产生相应谐波，进而影响控制效果。具体说明如下。

表1.谐波说明

例如，当电网中存在5次负序和7次正序谐波时，变流器控制策略中dq分量会出现6次谐波，反映到转子电流出现6次谐波，导致定转子并网电流畸变，如图6所示。

基于此，控制系统进一步包括网侧谐振调节器。网侧谐振调节器被配置在网侧变流器控制模块的电流内环控制和电压外环控制之间，网侧谐振调节器的输入端配置在电流内环控制单元的的输出端，网侧谐振调节器的输出端作为电压外环控制的输入。

谐振调节器的传递函数为：

其中s为：拉普拉斯算子，ωres为：谐振频率，gideal(s)为：理想谐振控制器传递函数。

这种谐振调节器称为理想谐振调节器，其bode图如图5a所示。在谐振点有“无穷大”的增益。在非谐振频率区域，增益远小于0。若系统的谐振频率点发生偏移，增益就大大衰减。

为了解决以上问题，进一步研究一种非理想谐振调节器。为谐振调节器引入品质因子，修正调节器，品质因子为：

ωc＝2πfc；

其中：ωc为:截止角频率,fc为：截止频率。修正之后的调节器传递函数为：

其中gnon_ideal(s)为：非理想谐振控制器传递函数，g为增益。

这种非理想谐振调节器的bode图如图5b所示。品质因子的加入，增加了谐振频率点的宽度，但减小了增益。具体品质因子的选择，需要考虑谐振频率点作用范围。增益的减小可以通过加谐振系数解决。

(3)机侧控制单元

机侧控制单元用于电网侧的控制，包括机侧变流器控制模块和谐振调节器。

机侧采用定子磁链定向控制，其中，ψsd＝ψs并且ψsq＝0，可得磁链方程如下：

进而得到定子侧的电流和转子侧电流关系如下：

将上式代入转子侧的磁链方程中，可得：

将简化后的转子磁链方程代入转子电压方程得到如下方程：

其中，

ωsl＝ωs-ωr。

其中，ψsdq代表定子磁链dq分量，ψrdq代表转子磁链dq分量，ls代表定子等效电感，lr代表转子等效电感，lm代表定转子互感，isdq代表定子电流dq分量，irdq代表转子电流dq分量，urdq代表转子电压dq分量，rs代表定子阻抗，rr代表转子阻抗，ωs代表定子磁链角速度，ωr代表转子电磁角速度，ωsl代表转差速度。

采用定子磁链定向进行坐标变换，通过矢量控制方式实现功率控制，控制框图如图4所示，包含功率外环和电流内环。其中，θg代表电网电压相角，θs代表定子电压相角，θcom代表补偿角，u代表发电机定转子匝数比。

机侧和网侧同样会存在谐波的问题，为了解决这一问题，基于此，控制系统进一步包括机侧谐振调节器。机侧谐振调节器被配置在机侧变流器控制模块的电流内环控制和电压外环控制之间，机侧谐振调节器的输入端配置在电流内环控制单元的的输出端，机侧谐振调节器的输出端作为电压外环控制的输入。

机侧谐振调节器的传递函数及原理与网侧相同，此处不再赘述。

对以上控制系统和控制方法进行仿真验证。仿真参数如下表。

表2.仿真参数

图8至图10为锁相仿真结果，图8中的直线表示基于sogi的锁相仿真结果，波浪线表示无sogi的锁相仿真结果，可见，当电网电压中存在谐波时，基于sogi的pll比无sogi的更加稳定。

从图9和图10可以看出，当电网电压存在三相不平衡时，基于sogi的pll比无sogi的更加稳定，并且d轴分量更加准确。

在同样的工况下，如果没有谐波抑制控制，定转子电流中将会出现扰动和谐波，如图11和图12所示。加入谐波抑制后，对比结果如图13和图14所示。以上图11和图13中，曲线ugird1为电网电压，曲线istator2为定子电流，曲线irotor3为转子电流。

无谐波抑制实验结果如表3，随着转子转速和转矩的增加，谐波含量逐渐减小，因此低转矩工况是解决谐波问题的重点。

表3.无谐波抑制时实验结果

表4.转子侧谐波抑制结果

从表4可以看出，加入转子侧谐波抑制后，电网电流的谐波明显降低8％。在该工况下，定子电流谐波普遍较小。进而得出，仍有部分谐波来自于网侧变流器，表5展示了加入网侧谐波抑制前后的结果。可见电网电流和网侧电流谐波被明显抑制，尤其是5、7次谐波。

表5.网侧谐波抑制结果

在表3的工况下进行实验，表6展示了谐波抑制改善结果。可见在同时额定工况下，谐波抑制控制工作良好。

表6.谐波抑制结果

仿真结果表明，本发明公开的双馈发电机变流器控制系统和控制方法，可以使系统锁相结果更稳定，改善输出电流谐波，特别是低功率工况下的谐波含量。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例应用于其它领域，但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。