提高抗尖峰电压能力的单晶圆电池保护电路及充放电电路的制作方法

本发明涉及电池充放电技术领域，尤指一种提高抗尖峰电压能力的单晶圆电池保护电路及充放电电路。

背景技术：

随着近年来移动终端功能的不断增加，移动终端的性能也在飞速提升，这对终端电池也提出了更大的要求。有的应用电池需要做得很小，有的应用电池需要做得成本很低，而传统的电池保护方案通常占版面积很大，成本很高，已经越来越不适应新的市场需求。

传统的电池保护方案是由分立器件达成的。需要一个控制电路芯片以及一个包含有两个n型功率mos管的芯片。控制电路芯片通过控制这两个功率mos管的栅极电压来实现对电池的充放电控制。控制电路芯片是用cmos工艺做成，而功率mos管芯片通常用一种垂直结构的dmos或umos管做成。由于cmos和dmos/umos是两种完全不同的工艺，因此控制电路芯片和两个功率mos管芯片通常来自于两个不同的供应商，是两个独立的芯片。另外这种分离器件方案的充放电外围电路需要两个电阻以及一个电容。

为了缩小上述分离器件电池保护的方案面积以及降低方案成本，在中国专利cn103474967a中，我司提出了单晶圆电池保护电路及充放电电路。这种单晶圆电池保护电路将传统方案的控制电路芯片，两个功率mos管芯片以及外围的一个电阻都集成到一个半导体衬底上，外围充放电电路只需一个电阻及一个电容。我司提出的单晶圆电池保护方案不但将控制电路芯片与两个功率mos管芯片集成到一个半导体衬底上，进一步地，我司将传统方案的两个功率mos管结构合并成一个功率mos管以进一步缩小方案面积降低方案成本。

目前，为了将电路面积做到最小以及成本做到最低，通常选用5vcmos工艺来实现。而5vcmos工艺mos管击穿电压在8v～12v。由于电池保护电路在充放电以及生产测试过程中可能会产生高达16v的尖峰电压以及直流高电压，用5vcmos工艺做成的单晶圆电池保护电路会被尖峰电压或者直流高电压击穿从而造成单晶圆电池保护电路的损坏。

一种直观的解决办法是选用击穿电压更高的半导体工艺来增加单晶圆电池保护电路的耐压值，使其能够承受16v尖峰电压以及直流高电压，但是这样做会增加工艺层数以及大大增加半导体器件在芯片上所占用的面积，使保护电路的成本大大上涨。

有鉴于此，本发明提供了一种提高抗尖峰电压能力的单晶圆电池保护电路及充放电电路，以解决上述单晶圆电池保护电路被直流高电压和尖峰电压损坏的问题。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种提高抗尖峰电压能力的单晶圆电池保护电路及充放电电路，在电池生产测试过程以及充放电使用时，可使单晶圆电池保护电路免受直流高电压和尖峰电压的损坏，延长充放电电路和电池的使用寿命。

本发明提供的技术方案如下：

本发明提供了一种提高抗尖峰电压能力的单晶圆电池保护电路，包括：基本保护电路、钳压电路、栅极衬底控制电路和充放电控制mos管；

所述充放电控制mos管的源极和漏极的一端连接至电池负端，所述充放电控制mos管的源极和漏极的另一端连接至充电器或负载的负极；所述充放电控制mos管的栅极和衬底分别连接至所述栅极衬底控制电路。

所述基本保护电路检测电池的充放电情况向所述栅极衬底控制电路发送控制信号，使所述栅极衬底控制电路根据所述控制信号控制所述充放电控制mos管的导通情况，从而对电池的充放电进行控制；

所述钳压电路用于钳制栅极衬底控制电路的供电电压，防止所述栅极衬底控制电路、充放电控制mos管损坏。

本方案中的电池保护电路涉及非常多的半导体器件，在电池生产测试过程以及充放电使用时可能被尖峰电压或直流高电压损坏。例如5vcmos工艺mos管的击穿电压在8v～12v，若生产测试过程及充放电使用时产生的尖峰电压超过这个击穿电压，就会将mos管损坏。一般直观的解决办法是将mos管的耐压值提高，如此会增加工艺层数以及增大mos管在芯片上的面积，提高芯片的成本。本方案为了在保证成本以及芯片面积的前提下保护器件不受尖峰电压或直流高电压损坏，加入了钳压电路，将电压钳制在一定的范围内，即便在生产测试过程中及充放电使用时有尖峰电压或直流高电压，也会被钳压电路将电压钳制在安全电压范围，保证保护电路不被损坏。

在电池保护电路的生产测试过程中，首先将电池保护芯片以及电阻电容做成电池保护板，然后将电池保护板与电芯连接到一起成为带保护功能的电池。在所述电池的生产测试过程中会经常用到诸如保护板测试仪，综合测试仪，分容柜等测试设备。保护板测试仪用于检测保护板是否合格，综合测试仪用于检测带保护功能的电池是否合格，分容柜用于检测带保护功能的电池的容量大小。这些测试设备在测试过程中经常会产生高达16v的尖峰电压或直流高电压，因此，传统电池保护方案需要将充电控制mos管mc和放电控制mos管md的击穿电压做到16v以上，以防止带保护功能的电池在生产测试过程中被16v的尖峰电压或直流高电压击穿。

理论上，单晶圆电池保护电路需要将充放电控制mos管的源极和漏极的击穿电压同时做到16v以上，才能保证带保护功能的电池在生产测试过程中不被测试设备产生的高达16v的尖峰电压或直流高电压击穿。但是将充放电控制mos管的击穿电压做到16v以上，成本会很高。

采用本发明的钳压电路，充放电控制mos管的耐压只需12v，也就是传统5vcmos工艺的击穿电压，即可防止带保护功能的电池在生产测试过程中及充放电使用时不被高达16v的尖峰电压或直流高电压击穿。

优选的，所述栅极衬底控制电路包括栅极控制部分和衬底控制部分；所述栅极控制部分与所述充放电控制mos管的栅极连接，所述衬底控制部分与所述充放电控制mos管的衬底连接；

所述栅极控制部分根据所述控制信号输出栅极控制响应信号，控制所述充放电控制mos管的栅极电压，所述衬底控制部分根据所述控制信号输出衬底控制响应信号，控制所述充放电控制mos管的衬底电压，从而控制所述充放电控制mos管的导通情况。

优选的，所述钳压电路包括分压电阻r5与齐纳管；所述分压电阻r5的一端连接至供电电压vdd，所述分压电阻r5的另一端连接至所述齐纳管的负极，所述齐纳管的正极连接vss端。

本方案根据齐纳管的稳压原理，能够很好地将栅极衬底控制电路的供电电压钳制在安全电压范围内，保护栅极衬底控制电路和充放电控制mos管不被损坏。

优选的，所述钳压电路包括分压电阻r5与n个单向串联的二极管，n≥1；

所述分压电阻r5的一端连接至供电电压vdd，所述分压电阻r5的另一端连接至所述n个单向串联的二极管的正端，所述n个单向串联的二极管的负端连接至vss端。

优选的，所述钳压电路包括分压电阻r5与n个串联的nmos管，n≥1；

所述分压电阻r5的一端连接至供电电压vdd，所述分压电阻r5的另一端通过所述n个串联的nmos管连接至vss端。

优选的，所述钳压电路包括分压电阻r5与n个串联的pmos管，n≥1；

所述分压电阻r5的一端连接至供电电压vdd，所述分压电阻r5的另一端通过所述n个串联的pmos管连接至vss端。

优选的，所述钳压电路包括低压差线性稳压器。

优选的，还包括：过温保护电路，用于检测在充放电时所述电池保护电路所集成芯片的温度，并同所述基本保护电路共同控制所述控制信号的发送。

优选的，所述过温保护电路包括过温比较器以及逻辑控制单元。

本方案中过温保护电路能够实时检测电池保护电路所在芯片的温度，当温度出现异常时，过温保护电路能够发送过温控制信号，断开充放电回路，起到了对电池保护电路的保护作用。

优选的，所述基本保护电路具体包括：

基准电路，放电过流比较器、放电短路比较器、充电过流比较器、过放电压比较器、过充电压比较器、延时电路、充放电检测电路；所述控制信号包括第一控制信号vchoc1、第二控制信号voc2以及第三控制信号vod2；

所述基准电路用于产生所述放电过流比较器的正输入信号voc1；所述放电短路比较器的正输入信号vshort；所述充电过流比较器的负输入信号vchoc；所述过放电压比较器的负输入信号vodv；所述过充电压比较器的正输入信号vocv；以及产生所述过温比较器的正输入信号vpn和负输入信号votp。

所述放电过流比较器基于正输入信号voc1与负输入信号虚拟接地电压vm1的大小比较结果，输出高电平vdd或低电平vgnd；

所述放电短路比较器基于正输入信号vshort与负输入信号虚拟接地电压vm1的大小比较结果，输出高电平vdd或低电平vgnd；

所述充电过流比较器基于正输入信号虚拟接地电压vm1与负输入信号vchoc的大小比较结果，输出高电平vdd或低电平vgnd；并向所述栅极衬底控制电路输出所述第一控制信号vchoc1；

所述过充电压比较器基于正输入信号vocv与vdd电压经过电阻分压后的负输入信号vrocv的大小比较结果，输出高电平vdd或低电平vgnd；

所述过放电压比较器基于vdd电压经过电阻分压后的正输入信号vrodv与负输入信号vodv的大小比较结果，输出高电平vdd或低电平vgnd；

所述延时电路基于所述放电过流比较器的输出结果、所述放电短路比较器的输出结果、所述充电过流比较器的输出结果、所述过充电压比较器的输出结果、以及所述过放电压比较器的输出结果，进行各自相应的延时，各自的延时长短可能不一样，再经过逻辑处理输出所述第二控制信号voc2以及所述第三控制信号vod2。

优选的，所述基本保护电路中，所述第二控制信号voc2、以及所述第三控制信号vod2都输出高电平时，栅极衬底控制电路根据所述第二控制信号voc2、以及所述第三控制信号vod2，输出高电平栅极电压vgate作为栅极控制响应信号；

第二控制信号voc2、以及第三控制信号vod2至少一个输出低电平vgnd时，栅极衬底控制电路根据所述第二控制信号voc2、以及所述第三控制信号vod2，输出低电平栅极电压vgate作为栅极控制响应信号。

本发明还提供了一种电池充电电路，包括上述的电池保护电路、充电器、电池、rc滤波电路，其中：

所述rc滤波电路中电阻r0的一端与供电电压vdd端连接，所述电阻r0的另一端同所述电池的正极连接；

所述rc滤波电路中电容c0的一端与所述供电电压vdd端连接，所述电容c0的另一端同所述电池的负极连接；

所述充电器的正极在充电时与所述电池的正极连接，为所述电池提供充电电压。

本发明还提供了一种电池放电电路，包括上述的电池保护电路、rc滤波电路、电池、负载，其中：

所述rc滤波电路中电阻r0的一端与供电电压vdd端连接，所述电阻r0的另一端与所述电池的正极连接；

所述rc滤波电路中电容c0的一端与所述供电电压vdd端连接，所述电容c0的另一端同所述电池的负极连接；

所述电池的正极在放电时与所述负载的正极连接，为所述负载提供电源，所述负载的负极通过充放电控制mos管与所述电池的负极连接。

通过本发明提供的一种提高抗尖峰电压能力的单晶圆电池保护电路及充放电电路，能够带来以下至少一种有益效果：

本发明中，利用钳压电路，将栅极衬底控制电路的供电电压gvdd与vss端之间的电压钳制在预设范围内。提高电池保护电路芯片在生产测试过程中以及充放电使用时的耐压，防止电池保护电路中的器件损坏。

附图说明

下面将以明确易懂的方式，结合附图说明优选实施方式，对一种提高抗尖峰电压能力的单晶圆电池保护电路及充放电电路的上述特性、技术特征、优点及其实现方式予以进一步说明。

图1是传统分立器件电池保护电路的充电及放电电路结构图；

图2是现有单晶圆电池保护电路的充电及放电电路结构图；

图3是现有单晶圆电池保护方案技术中栅极衬底控制电路的一种电路示意图；

图4是本发明一种提高抗尖峰电压能力的单晶圆电池保护电路及充放电电路结构图；

图5是图4中的基本保护电路的结构图；

图6是图4中过温保护电路的电路图；

图7是图4中的栅极衬底控制电路的一种电路示意图；

图8是图4中的栅极衬底控制电路的另一种电路示意图；

图9是本发明一实施例中的钳压电路的一种电路示意图；

图10是本发明一实施例中的钳压电路的另一种电路示意图；

图11是本发明一实施例中的钳压电路的另一种电路示意图；

图12是本发明一实施例中的钳压电路的另一种电路示意图；

图13是本发明一实施例中的钳压电路的另一种电路示意图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本发明的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。

为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与本发明相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。

图1为传统的分立器件电池保护方案的充放电电路。控制电路a通过控制两个功率mos管(mc和md)的栅极电压来实现对电池的充放电控制。控制电路a是用cmos工艺做成，而功率mos管(mc和md)通常用一种垂直结构的dmos或umos管做成。由于cmos和dmos/umos是两种完全不同的工艺，因此控制电路a和两个功率mos管(mc和md)通常来自于两个不同的供应商，是两个独立的芯片，外围电路需要两个电阻r0和rvm以及一个电容c0。

图2为单晶圆电池保护方案技术中电池保护电路的内部框图及充放电电路。当电池保护电路进入过充电压保护、充电过流保护或充电过温保护时，电池保护电路的充电通路被关闭，充电器的电压完全由外部充电电路提供。电池保护电路内部的基本保护电路、过温保护电路、逻辑控制单元i12、逻辑控制单元i13是电池供电，没有高电压，电路不会被高压打坏。但栅极衬底控制电路在充电保护时的供电电压为充电器电压，在生产测试过程中以及充电器接入过程中，这个电压可能达到16v的高压，则会损坏所述栅极衬底控制电路，同时还可能会损坏所述充放电控制mos管m0。图3是现有单晶圆电池保护方案技术中栅极衬底控制电路的电路图。参照图3所示，包括输出vgate的栅极控制电路和输出vsub的衬底控制电路，由于栅极控制电路的低电平vss电压和vgnd电压不是完全一样的电位，栅极控制电路输入的vod电压、voc电压、vchoc1电压的低电位是vgnd电压、需要转换成vss电压。vod电压、voc电压、vchoc1电压都需要一个电平转换电路，下面以vod电压的电平转换电路为例说明。

mos管m7、m8、m9、m10、逻辑控制单元i6完成vod电压的低电平转换。当vod电压为高电平vdd时，晶体管m7截至、晶体管m8导通，vodp电压为高电平vdd；当vod电压为低电平vgnd时，晶体管m7导通、晶体管m8截至，vodp电压为低电平vss，完成从vgnd电平到vss电平的转换。同理voc电压转换成vocp电压、vchoc1电压转换成vchoc1p电压、vchoc1n电压。当vodp电压、vocp电压都为高电平时，vgate端输出为高电平vdd，当vodp电压、vocp电压中有一个为低电平vss时，vgate端输出为低电平vss。当vocp为高电平，vgoc为低电平、vgocb为高电平、所述mos管m1导通、所述mos管m2截止、输出vsub电压等于vgnd电压；当vocp为低电平，

vgoc为高电平、vgocb为低电平、所述mos管m1截止、所述mos管m2导通、输出vsub电压等于vm电压。vchoc1电压为高时，vchoc1p电压为高，vchoc1n电压为低，所述mos管m19导通、所述mos管m20截止，vss电压等于vgnd电压；vchoc1电压为低时，vchoc1p电压为低，vchoc1n电压为高，所述mos管m19截止、所述mos管m20导通，vss电压等于vm电压。

上面描述中当vchoc1电压为低电平时，vss电压等于vm电压，则vdd电压～vss电压之间的压差为vdd电压～vm电压之间压差，在生产测试过程及充放电使用时vdd电压～vm电压可能会产生高达16v的尖峰电压或直流电压，而5vcmos工艺mos管击穿电压在8v～12v，低于产生的尖峰电压或直流电压，则现有栅极衬底控制电路会被损坏或击穿。

基于上述分析结论，本发明提供一种新的电池保护电路。图4是本发明一实施例中的电池充放电电路的结构图。图5是图4中的基本保护电路的结构图。图6是图4中过温保护电路的电路图。图7、图8是图4中的栅极衬底控制电路的两种电路图。如图7、图8所示，栅极衬底控制电路包括栅极控制部分和衬底控制部分，所述栅极控制部分和所述衬底控制部分具有共用电路。参照图4至图7所示，相对于图2中的电池保护电路与图3中的栅极衬底控制电路，增加了钳压电路以及改进了栅极衬底控制电路。图4中，当电池保护电路进入过充电压保护、充电过流保护或充电过温保护时，电池保护电路的充电通路被关闭，充电器的电压完全由外部充电电路提供。参照图7所示，改进后的栅极衬底控制电路的正电源端为钳压电路的输出电压gvdd、电池保护电路进入过充电压保护、充电过流保护或充电过温保护时，负电源端vss电压为vm，除此之外负电源端vss电压为vgnd。栅极衬底控制电路的供电电压为gvdd～vm或gvdd～vgnd，该供电电压被钳位，低于栅极衬底控制电路内部所有mos管的击穿电压，栅极衬底控制电路不会损坏。

参照图4所示，本发明一实施例中的电池保护电路包括：基本保护电路、过温保护电路、钳压电路、栅极衬底控制电路、第一逻辑控制单元i12、第二逻辑控制单元i13、充放电控制mos管m0。所述充放电控制mos管m0的源极和漏极的一端连接至所述电池负端，所述充放电控制mos管m0的源极和漏极的另一端连接至所述充电器或负载的负极；所述充放电控制mos管m0的栅极和衬底分别连接至所述栅极衬底控制电路；所述基本保护电路检测电池的充放电情况，向所述栅极衬底控制电路发送控制信号，使所述栅极衬底控制电路根据所述控制信号控制所述充放电控制mos管m0的导通情况，从而对电池的充放电进行控制；

参照图5所示，图4中的基本保护电路包括：基准电路、放电过流比较器、放电短路比较器、充电过流比较器、过放电压比较器、过充电压比较器、充电检测电路、延时电路、电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、逻辑控制单元i0、逻辑控制单元i1、逻辑控制单元i2、逻辑控制单元i3、以及逻辑控制单元i4。

其中，基准电路用于产生所述放电过流比较器的正输入信号voc1、所述放电短路比较器的正输入信号vshort、所述充电过流比较器的负输入信号vchoc、参考输出电压vpn、votp、所述过充电压比较器的正输入信号vocv、以及产生所述过放电压比较器的负输入信号vodv。

放电过流比较器基于正输入信号voc1与负输入信号虚拟接地电压vm1的大小比较结果，voc1大于vm1时输出高电平vdd，voc1低于vm1时输出低电平vgnd。

放电短路比较器基于正输入信号vshort与负输入信号虚拟接地电压vm1的大小比较结果，vshort大于vm1时输出高电平vdd，vshort低于vm1时输出低电平vgnd。

充电过流比较器基于正输入信号虚拟接地电压vm1与负输入信号vchoc的大小比较结果，vm1大于vchoc时输出高电平vdd，vm1低于vchoc时输出低电平vgnd。

所述过充电压比较器基于正输入信号vocv与vdd电压经过电阻分压后的负输入信号vrocv的大小比较结果，输出高电平vdd或低电平vgnd。

所述过放电压比较器基于vdd电压经过电阻分压后的正输入信号vrodv与负输入信号vodv的大小比较结果，输出高电平vdd或低电平vgnd。

充放电检测电路基于正输入vgnd与负输入信号vm1的大小比较结果，输出高电平vdd或低电平vgnd。vgnd大于vm1时输出高电平vdd，vgnd低于vm1时输出低电平vgnd。

延时电路用于对放电过流比较器的输出信号voc1p、放电短路比较器的输出信号vshortp、充电过流比较器的输出信号vchoc1、过放电压比较器的输出信号vodvp、过充电压比较器的输出信号vocvp进行延时，延时后对应输出vdoc1、vdshort、vdchoc、vdodv、vdocv。vdoc1为voc1p经过延时的信号，vdshort是vshortp经过延时的信号、vdchoc是vchoc1经过延时的信号、vdodv是vodvp进过延时的信号、vdocv是vocvp经过延时的信号。

当vdoc1、vdshort、vdodv、都为高时，vod3输出为高电平vdd，vdoc1、vdshort、vdodv、中至少一个为低时，vod3输出为低电平vgnd。

当vdchoc、vdocv都为高时，voc3输出为高电平vdd。vdchoc、vdocv中至少一个为低时，voc3输出为低电平vgnd。

当vod3、vchp中至少一个为高时，vod2输出为高电平vdd、当vod3、vchp中都为低时，vod2输出为低电平vgnd。

当voc3、vchn中至少一个为高时，voc2输出为高电平vdd、当voc3、vchn中都为低时，voc2输出为低电平vgnd。

图6是过温保护电路，包括过温比较器、第一逻辑控制i14、第二逻辑控制单元i15、第三逻辑控制单元i16。

过温比较器基于正输入信号vpn与负输入信号votp的大小比较结果，vpn大于votp时输出高电平、vpn小于votp时输出低电平。

当votpp、vchn1中至少一个为高时，vchotp输出为高电平vdd、当votpp、vchn1都为低时，vchotp输出为低。

当votpp、vchp中至少一个为高时，vdisotp输出为高电平vdd、当votpp、vchp都为低时，vdisotp输出为低。

图7是栅极衬底控制电路的一种电路示意图。相对原来的栅极衬底控制电路增加了电阻r11、r12、r13、r14、r15、r16和mos管m21、m22、m23、m24、m25、m26。下面以r11、r12、m21、m22说明加入电阻和mos管的作用：由于增加了钳压电路，栅极衬底控制电路的正电源电压为钳压电路的输出电位gvdd，而输入电压vod可能为高电平vdd或低电平vgnd，gvdd～vdd，gvdd～vgnd的电压可能超过mos管m7、m8的栅极击穿电压从而损坏mos管m7、m8，加入r11、m21、r12、m22后m7、m8的gate到gvdd的最大电压为m21、m22寄生的二极管电压，该寄生二极管电压不会损坏mos管。同理：r13、r14、m23、m24保护m11、m12不受损坏；r15、r16、m25、m26保护m15、m16不受损坏。

图8是将图7中的m21、m22、m23、m24、m25、m26用二极管替代，实现上述同样的功能。

图9是本发明一实施例中的钳压电路的结构图。包括一串联的分压电阻r5与齐纳管z0；所述分压电阻r5与齐纳管z0的连接端为输出端gvdd，所述分压电阻r5的另一连接供电电压vdd，所述齐纳管的另一端连接vss端。

上述电路能将gvdd与vss之间的电压钳制在一预设范围内的原理在于：齐纳管的pn结在反向击穿状态时电阻极低，因而在齐纳管导通时，gvdd～vss电压等于齐纳管的击穿电压；在齐纳管不导通时，gvdd几乎等于vdd。

当vdd～vss的电压低于齐纳管的导通电压，gvdd等于vdd；当vdd～vss的电压高于齐纳管的导通电压时，gvdd～vss最高输出电压为齐纳管电压。一般集成电路内部齐纳管的导通电压为5.5～6.5v，如果vdd～vss的电压持续增加，齐纳管电压稳定在齐纳管的导通电压，其余的电压都降在电阻r5上，电阻r5上压降几十伏都不会有问题；因此vdd～vss的耐压高达几十伏都不会损害钳压电路。

栅极衬底控制电路的供电电压为gvdd～vss的电压，最大值为齐纳管的导通电压。低于mos管的击穿电压8v～12v，因此栅极衬底控制电路不会被损坏。

图10是本发明另一实施例中的钳压电路的结构图。

参照图10所示，所述钳压电路包括分压电阻r5与n个单向串联的二极管，n≥1；所述分压电阻r5的一端连接至供电电压vdd，所述分压电阻r5的另一端连接至所述n个单向串联的二极管的正端，所述n个单向串联的二极管的负端连接至vss端。

可以看出，与图9相比，区别在于：将齐纳管替换为n个所述供电电压gvdd端至所述vss端单向导通的串联二极管，所述n≥1。

多个二极管串联能将gvdd与vss之间的电压钳制在预设范围内的原理在于：利用二极管正向导通电压缓变特性，在二极管导通时，gvdd～vss电压等于多个二极管的导通电压之和；二极管不导通时，gvdd几乎等于vdd。

图11与图12是本发明再一实施例中的钳压电路的结构图。

参照图11、12所示，所述钳压电路包括分压电阻r5与n个串联的nmos管，n≥1；所述分压电阻r5的一端连接至供电电压vdd，所述分压电阻r5的另一端通过所述n个串联的nmos管连接至vss端。或者，所述钳压电路包括分压电阻r5与n个串联的pmos管，n≥1；所述分压电阻r5的一端连接至供电电压vdd，所述分压电阻r5的另一端通过所述n个串联的pmos管连接至vss端。

可以看出，与图9相比，区别在于：将齐纳管替换为n个串联的nmos管或n个串联的pmos管，所述n≥1。

多个nmos串联能将gvdd与vss之间的电压钳制在预设范围内的原理在于：nmos的漏端和栅极短接在一起，nmos等效为一个二极管，正向导通电压为nmos的阈值电压vthn。因此在nmos导通时，gvdd电压等于多个nmos的阈值电压之和；nmos不导通时，gvdd几乎等于vdd。

多个pmos串联能将gvdd与vss之间的电压钳制在预设范围内的原理同多个nmos串联钳制gvdd与vss之间的电压钳制在预设范围内的原理。

图13是本发明又一实施例中的钳压电路的结构图。

参照图13所示，所述钳压电路包括低压差线性稳压器。可以看出，与图9相比，区别在于：钳压电路为低压差线性稳压器。

低压差线性稳压器ldo能将gvdd与vss之间的电压钳制在预设范围内的原理在于：当vdd～vss电压较低时，vdd～vss电压经过电阻r6、电阻r7进行分压输出较低电压vg3，vg3低于nmos管m3的栅极开启电压，nmos管m3关闭，vd3为高，通过逻辑控制单元i5后，ven0为低，mos管m6截止，mos管m5导通，输出gvdd电压等于vdd电压。当vdd～vss电压较高时，vdd～vss电压经过电阻r6、电阻r7进行分压输出较高电压vg3，vg3高于nmos管m3的栅极开启电压，nmos管m3开启，vd3为低，通过逻辑控制单元i5后，ven0为高，mos管m6导通，mos管m5截止，由于放大器的正极输入电压参考电压等于放大器的负极输入电压vr10，同时vr10电压为gvdd通过电阻r9、电阻r10分压得到，则输出电压：gvdd＝参考电压*(r9+r10)/r10。

应当说明的是，上述实施例均可根据需要自由组合。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。