电源转换电路及用于电源转换电路的控制器的制作方法

半导体器件在现代电子产品中很常见。电子部件中半导体器件的数量和密度各不相同。分立半导体器件通常含有一种类型的电子部件，例如，发光二极管(LED)、小信号晶体管、电阻器、电容器、电感器以及功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。集成半导体器件通常包括数百至数百万的电子部件。集成半导体器件的示例包括微控制器、微处理器和各种信号处理电路。

半导体器件执行多种不同功能，诸如信号处理、高速运算、传输并接收电磁信号、控制电子器件、将太阳光转换成电力以及为电视机显示器生成可视图像。半导体器件存在于娱乐、通信、电源转换、网络、计算机以及消费品领域。半导体器件还存在于军事应用、航空、汽车、工业控制器以及办公设备领域。

背景技术：

图1示出了电子器件50，其具有芯片载体衬底或印刷电路板(PCB) 52，该印刷电路板具有安装在PCB的表面上的多个半导体封装。电子器件 50可具有一种类型的半导体封装或多种类型的半导体封装，具体取决于应用。出于举例说明的目的，图1中示出了不同类型的半导体封装。

电子器件50可为独立式系统，其使用半导体封装来执行一种或多种电气功能。或者，电子器件50可为较大系统的子部件。例如，电子器件50 可为平板电脑、移动电话、数码相机、电视机、电源或其他电子器件的一部分。电子器件50也可以是被插入到个人计算机的图形卡、网络接口卡或其他扩展卡。半导体封装可包括微处理器、存储器、专用集成电路 (ASIC)、可编程逻辑电路、模拟电路、射频(RF)电路、分立器件或其他半导体裸片或电子部件。

在图1中，PCB 52提供了常规衬底，用于安装在PCB上的半导体封装的结构支撑和电气互连。导电信号线54通过使用蒸镀、电解电镀、化学镀、丝网印刷或另外的合适的金属沉积工艺，形成于PCB 52的表面上方，或形成于PCB 52的层内。信号线54提供每一半导体封装、安装部件和其他外部系统部件间的电通信。线54还为每一半导体封装提供电源和接地连接。在一些实施方案中，在半导体封装之间经由线54来传输时钟信号。

出于举例说明的目的，在PCB 52上示出了若干种类型的一级封装，包括焊丝封装56和倒装芯片58。另外，还示出安装在PCB 52上的若干种类型的二级封装，该二级封装包括球栅阵列(BGA)60、凸块芯片载体(BCC) 62、矩栅阵列(LGA)66、多芯片模块(MCM)68、无引线四方扁平封装(QFN) 70、四方扁平封装72、嵌入式晶圆级球栅阵列(eWLB)74和晶圆级芯片尺寸封装(WLCSP)76。根据系统要求，配置有一级封装样式和二级封装样式的任何组合的半导体封装的任何组合，以及其他电子部件，均可连接到 PCB 52。

电子器件50的制造商提供要被连接到该电子器件的功率信号，该功率信号用于向设置在PCB 52上的半导体封装和其他器件供电。在许多情况下，所提供的功率信号的电压电势与操作各个半导体器件所需的电压不同。通常，制造商会在PCB 52上提供电源转换器电路，以在各个半导体封装可用的电压电势上生成稳定的直流(DC)电压信号。通常用于中型及大型电源转换器的一种拓扑结构是LLC串联谐振模转换器，这是一种开关模式电源(SMPS)。

图2a中示出了作为SMPS 100的LLC谐振模转换器的一个示例性实施方案的电路图。SMPS 100具有初级端102和次级端104。初级端102包括电压源106，其为DC电压源。在一个实施方案中，电压源106为例如通过二极管电桥被整流为直流的交流主线路，该主线路由电力公司或市政当局分配到用户家中或办公室的电源插座。电压源106被耦接在接地节点108 和输入电压(VIN)节点110之间。初级端102还具有上端或高端MOSFET 112，其具有耦接到VIN节点110的漏极端子、栅极端子114和在半桥(HB) 节点122处耦接到下端或低端MOSFET 116的源极端子。低端MOSFET 116包括在HB节点122处耦接到高端MOSFET 112的源极端子的漏极端子、栅极端子118和耦接到接地节点108的源极端子。MOSFET 112被称为高端MOSFET，因为当MOSFET 112接通时，MOSFET 112将HB节点 122耦接到VIN节点110处的较高电压电势。MOSFET 116被称为低端 MOSFET，因为当MOSFET 116接通时，MOSFET 116将HB节点122耦接到电路节点108处的较低电压电势或接地电压电势。

SMPS 100的初级端102包括谐振电感器128、谐振电容器136和变压器130的初级端，该变压器的初级端包括在HB节点122和接地节点108之间串联的初级绕组132和磁化电感134。谐振电感器128、初级绕组132、磁化电感134和谐振电容器136形成SMPS 100的LLC储能回路。控制器 120通过使用提供给栅极114和栅极118的控制信号交替地接通和断开 MOSFET 112和MOSFET 116，驱动由谐振电感器128、初级绕组132、磁化电感134和谐振电容器136形成的LLC谐振储能回路。控制器120通过在栅极端子114施加正电压来接通高端MOSFET 112，并通过向栅极端子 114施加接地电压电势来断开高端MOSFET 112。控制器120通过在栅极端子118施加正电压来接通低端MOSFET 116，并通过向栅极端子118施加接地电压电势来断开低端MOSFET 116。

MOSFET 112和MOSFET 116为n沟道MOSFET，表示负载流子(即电子)是流过MOSFET的电流的多数载流子。在其他实施方案中，使用p 沟道MOSFET，其具有正电子空穴作为多数载流子。当栅极端电压电势足够大时，n沟道MOSFET在n沟道MOSFET的漏极端和源极端之间提供低电阻。MOSFET的栅极处于接地电势或至少低于阈值时，MOSFET的漏极与源极间具有较大电阻。

在理想情况下，当n沟道MOSFET的栅极具有正电压电势时其电阻为零，并且当其栅极处于接地电势时，其电阻为无穷大。MOSFET 112MOSFET 116作为开关工作，由来自耦接到MOSFET相应栅极的控制器 120的控制信号打开和闭合。开关，例如MOSFET 112和MOSFET 116，被闭合也被称为开关被“接通”，因为电流能够在开关两端之间流动。打开的开关被称为被“断开”，因为电流不在开关两端之间显著地流动。虽然SMPS 100的开关示出为MOSFET，但在其他实施方案中也使用其他类型的电控开关，例如，双极性结型晶体管(BJT)。MOSFET包括为导通端的源极端和漏极端，以及作为控制端的栅极端。BJT包括为导通端的发射极端和集电极端，以及作为控制端的基极端。

当接通高端MOSFET 112并断开低端MOSFET 116时，HB节点122 通过高端MOSFET 112耦接到VIN节点110处的电压源106。当接通低端 MOSFET 116并断开高端MOSFET 112时，HB节点122通过低端MOSFET 116耦接到接地节点108。控制器120使MOSFET 112和MOSFET 116交替地开关，这使得HB节点122处的电压电势在电压源106的电压电势与接地节点108的电压电势之间交替变换。HB节点122处的脉动电压电势使得谐振电感器128、初级绕组132、磁化电感134和谐振电容器136产生谐振。

磁化电感134不是实际的物理电感器，而是在分析中用于表示流过变压器130的用于磁化磁芯137的部分电流。通过磁耦合，能量从初级绕组 132传送到次级绕组138。由于磁心不具有完全有效的磁响应，因此磁芯 137中会损耗一定比例的输入到变压器130的功率，其经分析为流过磁化电感134的电流。

当HB节点122在接地节点108的电压电势和VIN节点110的电压电势之间切换时，功率从初级绕组132传送到次级绕组138。电路节点152作为中心抽头被连接到次级绕组138。电路节点152的中心抽头为次级端104 提供接地电势电路节点。次级绕组部分138a耦接在中心抽头的接地节点 152和二极管142之间，同时次级绕组部分138b耦接在中心抽头的接地节点152和二极管144之间。二极管142和二极管144对流过次级绕组138的电流进行整流。电容器146耦接在输出电压(VOUT)节点150和接地节点152 之间，以对输出电压进行滤波使其成为相对稳定的直流电压。

当功率通过变压器130从初级端102传送到次级端104时，VOUT节点 150处的电压电势上升以对电容器146充电并为连接在VOUT节点150和接地节点152之间的负载供电。反馈从次级端104经由耦接在VOUT节点150 和反馈(FB)节点160之间的齐纳二极管154、LED 156和光电晶体管158提供给控制器120。LED 156和光电晶体管158形成光耦合器，以保持初级端 102和次级端104之间的电流隔离。在其他实施方案中，使用其他方法为 FB节点160提供隔离。一旦VOUT节点150处的电压电势上升到超过齐纳二极管154的齐纳电压与LED 156的接通电压之和，则电流从VOUT节点150 通过串联的齐纳二极管154和LED 156流到接地节点152。由LED 156发射的光子撞击光电晶体管158，这通过光电晶体管增加了FB节点160与接地节点108的耦合。当VOUT节点150处的电压上升到期望的阈值以上时，控制器120使用FB节点160来减少跨变压器130的功率传送。

图2b示出了在完整的功率传送周期内，SMPS 100的各个电路节点处的电压和电流的时序。时间示出于X轴或水平轴上，并且电压或电流幅值示出于Y轴或垂直轴上。时间未以时间单位标记，而是以区分SMPS 100 的操作模式来标记。

图2b中的信号164表示由控制器120生成并被路由至高端MOSFET 112的栅极114的信号。在时刻0，信号164从逻辑零转变为逻辑一，或从接地电压转变成正电压。处于正电压的信号164使高端MOSFET 112接通，这使HB节点122耦接到VIN节点110处的电压源106。在时刻2，信号164返回到逻辑零或接地电势。

图2b中的信号165表示由控制器120生成并被路由至低端MOSFET 116的栅极118的信号。在MOSFET 112和MOSFET 116均断开的死区时间之后，信号165在时刻3从逻辑零转变为逻辑一，并在时刻5转变回逻辑零。处于正电压电势的信号165使低端MOSFET 116接通，这使HB节点122耦接到接地节点108。

图2b中的初级电流166是流过变压器130的初级端的总电流，即流过磁化电感134的电流和流过初级绕组132的电流之和。磁化电流167是流过磁化电感134的电流，该磁化电感134用于磁化变压器130的磁芯137。从时刻0开始，由于通过高端MOSFET 112耦接到VIN节点110处的正电压，电流166和电流167从负值增加到正值。初级电流166的弧度示出了谐振电容器136和谐振电感器128之间的谐振。在时刻1之前，当初级电流166为负时，在零电压开关(ZVS)条件下，高端MOSFET 112的体二极管导通并允许信号164使MOSFET 112接通。

总的初级电流166和磁化电流167之差被传送到次级绕组138。在图 2b中，次级绕组138中的反射电流被示出为次级电流168。次级电流168 基于初级电流166和磁化电流167之间的差值来确定。初级电流166的磁化电流167部分被用来磁化磁芯137，而初级电流166的剩余部分则体现为次级电流168。次级电流168被示出为仅包括正值，因为负电流在电路节点 150处被二极管142和二极管144整流成正电压。

在时刻2，信号164返回到接地电压电势，断开高端MOSFET 112。电流166和电流167倒转方向，并且低端MOSFET 116的体二极管导通到接地节点108。由于耦接至接地节点108，电流166和电流167从正值下降到负值，产生时刻0与时刻2之间的电流的镜像。在时刻3，当初级电流166 保持为正时，信号165使低端MOSFET 116接通以实现ZVS。由于二极管 142和二极管144的整流，次级电流168在时刻3和时刻5之间具有正脉冲。流过二极管142或二极管144到达VOUT节点150的次级电流168为电容器146充电，并向连接在VOUT节点150和接地节点152之间的负载供电。

诸如SMPS 100的谐振模转换器通常通过修改开关频率来控制跨变化负载的输出电压，这被称为频率调制模式。图2c示出了以较高频率操作以在较轻负载下减小输出电流的SMPS 100。高端MOSFET 112由控制器120 到栅极端子114的控制信号174来操作，该控制信号的脉冲宽度比图2b中的控制信号164的短。低端MOSFET 116由控制器120到栅极端子118的控制信号175来操作，该控制信号的脉冲宽度比图2b中的控制信号165的短。MOSFET 112和MOSFET 116的较短导通时间使得在初级电流达到图 2b中的初级电流166所见的谐振峰值之前，截断流过初级绕组132的初级电流176。在较小的电流流过初级绕组1 32的情况下，在每个SMPS 100功率循环，较少的能量从初级端102传送到次级端104。图2c中的次级电流 178示出了流过二极管142和二极管144中的任一个到达VOUT节点150的电流。当在时刻1控制信号174断开高端MOSFET 112时，以及在时刻3 控制信号175断开低端MOSFET 116时，次级电流178被截止，而不是如在图2b中那样继续上升。

图2d示出了通过相对于图2c提高开关频率，比图2c进一步减少了经过变压器130的功率传送。到高端MOSFET 112的控制信号184具有比控制信号174短的脉冲宽度。到低端MOSFET 116的控制信号185具有比控制信号175短的脉冲宽度。流过初级绕组132的初级电流186较小，因为控制信号184和控制信号185的较短脉冲宽度在初级电流增加时会在功率循环中较早地截断该初级电流。次级电流188的脉冲类似地具有比图2c中的次级电流178更短的宽度以及更小的峰值。

对于一系列相对高的输出电流，提高开关频率以减少较轻负载下的功率传送是有用的。然而，随着流过初级绕组1 32的电流进一步减小，因流过磁化电感134的磁化电流引起的效率损失构成SMPS 100总功率损失的较大部分。在仅使用频率调制方案的情况下，如图2b至图2d所示，轻负载下的效率明显下降。图2e中的曲线190示出了在一个实施方案中SMPS 100在一系列输出电流上的效率。曲线190表明，当输出电流保持在5和 20安培之间时，SMPS 100的效率相对稳定。然而，曲线190还显示，当输出电流下降到5安培以下时，效率随着输出电流的减小而明显降低。

提高效率的一个传统解决方案是在轻负载条件下实现突发或跳跃模式。一旦FB节点1 60的电压电势达到跳跃模式开启阈值，则SMPS 100进入跳跃模式。控制器120停止开关MOSFET 112和MOSFET 116，并且在跳跃模式启用时，这两个MOSFET均保持断开。高端MOSFET 112和低端 MOSFET 116都保持断开，并且VOUT节点150处的电压电势衰减。随着输出电压衰减，FB节点160的电压电势发生漂移，直到反馈电压达到跳跃模式关闭阈值，然后控制器120恢复开关MOSFET 112和MOSFET 116。

图2f示出进入跳跃模式的SMPS 100。控制信号195显示，在即将进入跳跃模式之前，来自控制器120的最终脉冲使MOSFET 116在时刻1和时刻2之间接通。到栅极端子118的控制信号195的脉冲在图2f中的时刻 1和时刻2之间将HB节点122耦接到接地节点108。图2f中的信号199示出了HB节点122的电压电势。SMPS 100在时刻2之后处于跳跃模式，这意味着控制器120不会使MOSFET 112和MOSFET 116中的任何一个接通。HB节点122与初级绕组132、谐振电感器128和谐振电容器136的谐振振荡一起浮动。

在HB节点122的电压电势从大约接地电势改变到大约VIN节点110的电压电势的时刻，HB节点122发生正转变或上升转变。在HB节点122的电压电势从大约VIN110改变到近似接地电势的时刻，HB节点122发生负转变或下降转变。即使没有达到接地节点108和VIN节点110的电压电势， HB节点122的电压摆幅也被认为是峰值和谷值之间的上升转变和下降转变。

信号199随时间推移减弱，因为控制器120使得高端MOSFET 112或低端MOSFET 116不能向该谐振系统输入额外的能量。当FB节点160的电压电势随后在跳跃模式关闭阈值附近漂移时，SMPS退出跳跃模式，并再次开始开关MOSFET 112和MOSFET 116。当控制器120再次开始开关 MOSFET 112和MOSFET 116时，HB节点122处的电压电势是未知的。当从跳跃模式返回时，控制器120首先接通低端MOSFET 116并以50％的占空比操作，这导致不平衡的谐振回路电流，使SMPS 100产生声学噪声，并且由于硬开关而增大功率损耗。

技术实现要素：

本实用新型的一个方面是提供一种电源转换电路。

需要提高谐振模转换器在轻负载下的效率，同时限制声学噪声。

因此，在一个实施例中，本公开提供一种电源转换电路，所述电源转换电路包括第一晶体管；第二晶体管，包括在第一节点处耦合到第一晶体管的导通端子的导通端子；以及控制器，包括耦合到第一晶体管的控制端子的第一输出端和耦合到第二晶体管的控制端子的第二输出端，其中控制器监视第一节点处的电压，以延迟接通第一晶体管直到检测到该电压的第一峰并且还延迟接通第二晶体管直到在第一峰之后检测到该电压的第一谷。

优选地，控制器监视第一节点处的电压，以延迟接通第一晶体管直到在第一谷之后检测到该电压的第二峰并且还延迟接通第二晶体管直到在第二峰之后检测到该电压的第二谷。

优选地，控制器包括电压传感器，具有耦合到第一节点的输入端；以及峰/谷检测电路，具有耦合到电压传感器的输出端的输入端以及耦合到第一晶体管的控制端子和第二晶体管的控制端子的输出端。

优选地，控制器还包括调制电路，具有耦合到峰/谷检测电路的输出端的输入端；以及驱动电路，具有耦合到调制电路的输出端的输入端以及耦合到第一晶体管的控制端子和第二晶体管的控制端子的输出端。

优选地，峰/谷检测电路包括计数器，该计数器被配置为对第一节点处的电压的峰和谷进行计数。

在另一个实施例中，本公开还提供一种用于电源转换电路的控制器，包括第一晶体管；第二晶体管，包括在第一节点处耦合到第一晶体管的导通端子的导通端子；以及控制器，包括耦合到第一晶体管的控制端子的第一输出端和耦合到第二晶体管的控制端子的第二输出端，其中控制器监视第一节点处的电压，以交替地在检测到该电压的第一峰时接通第一晶体管并在检测到该电压的第一谷时接通第二晶体管。

优选地，控制器监视第一节点处的电压，以在检测到该电压的第二峰时接通第一晶体管并在检测到该电压的第二谷时接通第二晶体管。

优选地，控制器包括电压传感器，具有耦合到第一节点的输入端；以及峰/谷检测电路，具有耦合到电压传感器的输出端的输入端以及耦合到第一晶体管的控制端子和第二晶体管的控制端子的输出端。

优选地，控制器还包括调制电路，具有耦合到峰/谷检测电路的输出端的输入端；以及驱动电路，具有耦合到调制电路的输出端的输入端以及耦合到第一晶体管的控制端子和第二晶体管的控制端子的输出端。

优选地，峰/谷检测电路包括计数器，该计数器被配置为对第一节点处的电压的峰和谷进行计数。

在另一个实施方案中，本公开提供一种产生电压信号的方法，该方法包括提供包括高端MOSFET和低端MOSFET的电源转换电路的步骤。高端 MOSFET的导通端子在半桥(HB)电路节点处耦接到低端MOSFET的导通端子。该方法还包括以下步骤：断开高端MOSFET；在高端MOSFET和低端 MOSFET断开时，对HB电路节点的电压电势转变进行计数；并且在断开高端MOSFET后，将到低端MOSFET的控制信号的生效延迟HB电路节点的两个电压电势转变。

在另一个实施方案中，本公开提供一种确定电源转换电路的功率电平的方法，该方法包括以下步骤：提供电源转换电路，其包括在HB电路节点处耦接到第二开关的第一开关；检测HB电路节点的电压电势转变；以及在第一开关和第二开关保持断开时，基于电压电势转变来对HB电路节点的峰值或谷值进行计数。

在另一个实施方案中，本公开提供一种电源转换电路，其包括第一开关，该第一开关包括导通端子和控制端子。第二开关包括耦接到第一开关的导通端子的该第二开关的导通端子。dV/dt传感器耦接到第一开关的导通端子。谷值/峰值检测和锁定块包括输入端和输出端，所述输入端耦接到 dV/dt传感器的输出端，该谷值/峰值检测和锁定块的输出端被配置为将到第一开关的控制端子的控制信号的生效延迟。

优选地，所述谷值/峰值检测和锁定块还包括计数器，所述计数器被配置为基于所述dV/dt传感器的输出来对所述第一开关的所述导通端子处的电压电势的峰值和谷值进行计数。

优选地，所述电源转换电路还包括耦接到所述第一开关的所述导通端子的电容器。

优选地，所述电源转换电路还包括耦接在所述电容器和所述第一开关的所述导通端子之间的第三开关。

优选地，所述电源转换电路还包括变压器，所述变压器包括耦接到所述第一开关的所述导通端子的初级绕组。

在另一种实施方案中，本公开提供一种电源转换电路，所述电源转换电路包括第一开关，所述第一开关包括导通端子和控制端子；dV/dt传感器，所述dV/dt传感器耦接到所述第一开关的所述导通端子；和谷值/峰值检测和锁定块，所述谷值/峰值检测和锁定块包括输入端和输出端，所述输入端耦接到所述dV/dt传感器的输出端，并且所述谷值/峰值检测和锁定块的所述输出端被配置为将到所述第一开关的所述控制端子的控制信号的生效延迟。

优选地，所述电源转换电路还包括第二开关，所述第二开关包括耦接到所述第一开关的所述导通端子的所述第二开关的导通端子。

优选地，所述谷值/峰值检测和锁定块还包括计数器，所述计数器被配置为基于所述dV/dt传感器的输出来对所述第一开关的所述导通端子处的电压电势的峰值和谷值进行计数。

优选地，所述电源转换电路还包括耦接到所述第一开关的所述导通端子的电容器。

优选地，所述电源转换电路还包括耦接在所述电容器和所述第一开关的所述导通端子之间的第三开关。

附图说明

图1示出了使用LLC谐振模转换器的示例性电子器件；

图2a至图2f示出了谐振模LLC电源转换器的操作；

图3示出了LLC谐振模转换器的电路和框图，该转换器包括准谐振 (QR)模式以提高轻负载时的效率；

图4a至图4b示出了dV/dt传感器；

图5a至图5c示出了以QR模式操作的LLC谐振模转换器；并且

图6示出了QR模式的LLC谐振模转换器和开关谐振电容器。

具体实施方式

下文参照附图描述了一个或多个实施方案，其中类似的数字表示相同或相似的元件。虽然按照实现某些目标的最佳模式描述了附图，但描述旨在涵盖可包括在本公开的实质和范围内的替代形式、修改形式和等同形式。

图3示出了开关模式电源(SMPS)200。SMPS 200类似于SMPS 100，不同的是SMPS 200的控制器实现用于在轻负载条件下开关MOSFET 112 和MOSFET 116的混合控制技术。不同于进入跳跃模式并且完全停止开关 MOSFET 112和MOSFET 116，SMPS200进入准谐振(QR)模式，其延迟接通MOSFET 112和MOSFET 116以降低开关频率，同时仍然以交替方式周期性地接通MOSFET 112和MOSFET 116以保持平衡的操作。SMPS 200的控制器使MOSFET 112和MOSFET 116的开关与HB节点122处电压电势的谐振振荡期间的峰值和谷值一致，以保持零电压开关(ZVS)，减小SMPS 200产生的声学噪声，并提高轻负载效率。

如图2f所示，在到低端MOSFET 116的控制信号118的脉冲之后， HB节点122即使没有MOSFET 112或MOSFET 116接通所产生的额外输入也会周期性地谐振。在正常频率调制操作下，通过谐振电感器128、初级绕组132、谐振电容器136和其他寄生电感和电容之间的谐振，SMPS 100 始终在HB节点122的电压电势刚好在图2f中的时刻2之后首先达到峰值时使高端MOSFET 112接通。HB节点122和VIN节点110处于大致相同的电压电势，并且当高端MOSFET 112接通时，高端MOSFET 112两端的压降几乎为零。

在QR模式下，SMPS 200刚好在时刻2之后跳过接通高端MOSFET 112。HB节点122随着谐振电感器128、初级绕组132和谐振电容器136的谐振而继续振荡。SMPS 200延迟接通高端MOSFET 112，直到检测到HB 节点122的下一个峰值。到低端MOSFET 116的控制信号114的下一个脉冲被谷值/峰值检测和锁定块224延迟，直到HB节点122处的电压电势的第二个峰值、第三个峰值或任何其他后续峰值。根据需要修改在接通高端 MOSFET 112之前的控制信号118的每个脉冲之后要延迟的峰值数量，以调接从初级端102传送到次级端104的功率量。只要高端MOSFET 112接通，同时HB节点122的电压电势接近VIN节点110的电压电势，ZVS得以实现。HB节点122的振荡随时间推移减弱，使得电压峰值不再到达VIN节点110。即使无法实现ZVS，在HB节点122的峰值期间，高端MOSFET 112也会接通以降低开关损耗。

在脉冲控制信号114在HB节点122处的电压电势的峰值期间最终使高端MOSFET 112导通之后，SMPS 200等待相似数量的谷值，然后再次接通低端MOSFET 116。谷值是HB节点122的电压电势接近接地节点108的电压电势或至少接近局部最小值的时刻。当HB节点122接近接地节点108 的电压电势时，低端MOSFET 116通过ZVS接通。如果HB节点122减弱，使得HB节点122的电压电势未达到接地节点108的电压电势，则低端 MOSFET 116仍然在HB节点122的谷值中接通以减少MOSFET 116的功率损耗和硬开关。

SMPS 200继续在脉冲控制信号114以接通高端MOSFET 112与脉冲控制信号118以接通低端MOSFET 116之间交替，同时在每个脉冲之间延迟多个谷值或多个峰值。谷值/峰值检测和锁定块224增加了当SMPS 200上的负载进一步减小时在每个脉冲之间要等待的谷值或峰值的数量。谷值/峰值检测和锁定块224减少了当SMPS 200上的负载增大时在每个脉冲之间跳过的谷值或峰值的数量。

图3示出了SMPS 200的控制器的一些部分，即电流感测和处理块 202、dV/dt传感器220、谷值/峰值检测和锁定块224、TON和TOFF调制块226、驱动器逻辑230和HB驱动器232。虽然SMPS 200的某些功能被描述为由特定块执行，但是在其他实施方案中，所描述的功能可以不同地分摊到各功能块之中。为便于分析，电容器201表示MOSFET 112和 MOSFET 116的寄生电容。在电容器204和电容器206之间的电流感测(CS) 节点208耦接到电流感测和处理模块202的情况下，电容器204和电容器 206形成初级绕组132和接地节点108之间的分压器。电阻器210与电容器 206并联耦接在CS节点208和接地节点108之间。

电流感测和处理块202通过观察CS节点208的电压电势来感测流过初级绕组132的谐振电流。电流感测和处理块202还耦接到FB节点160以观察VOUT节点150的电压电势。电流感测和处理块202向谷值/峰值检测和锁定块224提供度量信号203。谷值/峰值检测和锁定块224将度量信号203 与阈值进行比较，以确定何时进入或退出QR模式，以及当处于QR模式时要跳过多少峰值或谷值。度量信号203可以仅基于FB节点160、CS节点 208、另一期望度量或其组合。电流感测和处理块202还基于FB节点160 和CS节点208之间的比较，生成断开信号205，该信号通知TON和TOFF调制块226断开MOSFET 112或MOSFET 116中的接通的那一个。

dV/dt传感器220包括耦接到HB节点122的输入端，而且将dV/dt信号222输出到谷值/峰值检测和锁定块224。谷值/峰值检测和锁定块224接收dV/dt信号222以确定HB节点122处的电压电势何时出现峰值和谷值。在一个实施方案中，dV/dt信号222包括两个单独的一位输出，即负dV/dt 信号222a和正dV/dt信号222b。当HB节点122上的-dV/dt的大小大于阈值时，dV/dt传感器220在负dV/dt信号222a上输出逻辑一。否则，将负 dV/dt信号222a输出为逻辑零值，即当HB节点122处的电压电势上升或不明显变化时。类似地，当HB节点122上的dV/dt的大小大于阈值时，dV/dt 传感器220在正dV/dt信号222a上输出逻辑一。否则，dV/dt传感器220在正dV/dt信号222b处输出逻辑零值，即当HB节点122的电压电势下降或不明显变化时。在其他实施方案中，使用其他信令方案来检测和传送HB 节点122的谷值和峰值。

图4a示出了dV/dt传感器220的一个实施方案。dV/dt传感器220包括 HB节点122作为输入端，而且输出dV/dt信号222a和222b。运算放大器 260被配置为电容器264和电阻器266的微分器。由于将运算放大器260配置为微分器，运算放大器260在电路节点270处的输出是与HB节点122的 dV/dt近似成比例的电压电势。运算放大器261被配置为将由电路节点270 处的电压电势表示的HB节点122的dV/dt与负dV/dt阈值电压272进行比较。如果电路节点270处的电压电势低于负dV/dt阈值电压272，那么运算放大器261使负dV/dt信号222a生效。运算放大器262将电路节点270处的电压电势与正dV/dt阈值电压274进行比较，并且如果HB节点122的正 dV/dt超过该阈值，则使正dV/dt信号222b生效。在一个实施方案中，不使用运算放大器260和电阻器266，并且电容器264直接耦接到运算放大器 261和运算放大器262的输入端。

图4b示出了dV/dt传感器220的操作。一旦高端MOSFET 112断开， HB节点122处的电压电势在时刻1附近相对快速地下降。HB节点122处的下降电压电势使得电路节点270处的电压电势减小到阈值电压272以下，并且当HB节点122在时刻1附近下降时，负dV/dt信号222a被生效。在时刻1和时刻2之间，HB节点122的电压电势相对稳定，并且 dV/dt信号222a和222b都不被生效。低端MOSFET 116在时刻2断开，并且驱动器逻辑230停止开关MOSFET 112和MOSFET 116，如图2f所示。然而，在低端MOSFET 116在时刻2断开之后，初级端102继续谐振，并且HB节点122在VIN节点110的电压电势和接地节点108的电压电势之间振荡，同时还随时间推移而减弱。

大约在图4b中的时刻2，当SMPS 200的LLC回路开始谐振时，HB 节点122的电压电势从接地节点108的电压电势上升到VIN节点110的电压电势。HB节点122的电压电势随时间推移上升或dV/dt导致电路节点270 处的电压电势超过dV/dt传感器220中的阈值电压272，并且使正dV/dt信号222b生效。在时刻2之后，HB节点122继续在接地节点108和VIN节点 110之间振荡同时减弱。dV/dt信号222在HB节点122的转变处继续脉冲。

谷值/峰值检测和锁定块224接收dV/dt信号222，该信号指示HB节点 122处的电压电势何时出现峰值和谷值。当HB节点122的电压电势基本上停止上升时，达到HB节点122的电压峰值。当HB节点122处于HB节点 122的大约最高电压电势值时，出现电压电势峰值，至少对于特定的谐振周期是如此。HB节点122的谷值是当HB节点122的电压电势基本上停止下降时达到的负峰值。HB节点122的谷值意味着达到了特定谐振周期的大约最低电压电势值。

负dV/dt信号222a的正值或逻辑一值表示HB节点122的电压电势正在主动下降。正dV/dt信号222b的正值表示HB节点122的电压电势正在主动增加。负dV/dt信号222a的负转变(即从逻辑一值转换到逻辑零值) 表示HB节点122上的负电压变化的周期已经结束，因此已经达到谷值。 HB节点122的电压电势基本上保持在谷内，即在局部最小值附近，直到HB节点122处的电压电势再次开始上升，并且dV/dt传感器220使正dV/dt 信号222b生效。谷值/峰值检测和锁定块224了解，HB节点122的电压电势处于负dV/dt信号222a的脉冲与正dV/dt信号222b的脉冲之间的谷中。

正dV/dt信号222b的负转变表示HB节点122上的正电压变化的周期已经结束并且已经达到峰值。HB节点122的电压电势基本上保持在峰内，即在局部最大值附近，直到HB节点122处的电压电势再次开始下降，并且 dV/dt传感器220使负dV/dt信号222a生效。谷值/峰值检测和锁定块224了解，HB节点122的电压电势处于正dV/dt信号222b的脉冲与负dV/dt信号 222a的脉冲之间的峰中。

返回到图3，谷值/峰值检测和锁定块224接收关于VOUT节点150处的输出电压电势、流过初级绕组132的电流或作为度量信号203的另一度量的信息。谷值/峰值检测和锁定块224使用度量信号203来检测耦接到VOUT节点150的SMPS 200上的负载，然后确定何时条件指示应进入QR模式，以及在控制信号114和控制信号118的每个脉冲之前应跳过多少个谷值和峰值。在各种实施方案中，基于SMPS 200的输出功率、输出电流、谐振电流或另一合适的度量来进入QR模式。

随着SMPS 200上的负载减小，来自电流感测和处理块202的度量信号203在识别到需要较少功率从初级端102传送到次级端104而发生移位。当度量信号203越过QR模式开启阈值时，谷值/峰值检测开始在控制信号114和控制信号118的脉冲之间插入中断。在其他实施方案中，初级电流感测和处理块202确定何时应进入QR模式，并且使用信号203传送要跳过的谷值/峰值的数量。

TON和TOFF调制块226负责控制信号114和控制信号118的转变的定时。当MOSFET 112或MOSFET 116接通时，TON和TOFF调制块226从电流感测和处理块中的比较器接收断开信号205，该比较器比较CS节点208 与FB节点160。一旦CS节点208的电压电势越过FB节点160的电压电势，TON和TOFF调制块226就断开控制信号114或控制信号118。在一些实施方案中，电流感测和处理块202先移动或划分FB节点160或CS节点 208的电压电势，然后进行比较以产生断开信号205。

在正常操作下断开控制信号114或控制信号118之后，TON和TOFF调制块226等待死区时间，以允许谐振将HB节点122从接地电势改变到线电压电势，或反之亦然，然后接通相反的控制信号114或控制信号118。然而，当电流感测和处理块202以及谷值/峰值检测和锁定块224已经开启 QR模式时，从谷值/峰值检测和锁定块224到TON和TOFF调制块226的延迟信号225使TON和TOFF调制块在接通相反的控制信号时插入额外的延迟。在一些实施方案中，延迟信号225是一位数字信号。在其他实施方案中，使用不同的信号来延迟控制信号114和延迟控制信号118。

当进入QR模式时，谷值/峰值检测和锁定块224使到TON和TOFF调制块226的延迟信号225生效。延迟信号225使TON和TOFF调制块226停止立即接通MOSFET 112或MOSFET 116。谷值/峰值检测和锁定块224基于 dV/dt信号222的脉冲对HB节点122的峰值或谷值进行计数，直到已经跳过了所需数量的谷值或峰值。通过将度量信号203与谷值/峰值检测和锁定块224内的多个阈值进行比较，来指示要跳过的峰值或谷值的数量。一旦经过了该数量的谷值或峰值，谷值/峰值检测和锁定块224就使延迟信号 225失效，并且TON和TOFF调制块226指示驱动器逻辑块230使下一个控制信号114或控制信号118生效。TON和TOFF调制块226确认，下一个 MOSFET 112或MOSFET 116使用到谷值/峰值检测和锁定块224的返回信号来接通。谷值/峰值检测和锁定块224再次使延迟信号225生效，并开始对下一次延迟的峰值或谷值进行计数。

驱动器逻辑230基于从TON和TOFF调制块226接收的信号产生到栅极 114和栅极118的控制信号，并将控制信号输出到HB驱动器块232。HB 驱动器块232是提供开关MOSFET 112和MOSFET 116所必需的输出电流的放大器。

通过进入准谐振模式，SMPS 200省略了一些开关周期以降低有效工作频率。磁化电流得以降低，由于磁化电流在轻负载操作期间对功率损耗的贡献减少，所以使整体效率提高。SMPS 200仍然以连续工作模式操作，即使在通过定期发出使MOSFET 112和MOSFET 116在ZVS条件下交替地接通的脉冲来启用QR模式时也是如此。以延迟的接通时间来持续开关 MOSFET 112和MOSFET 116，减小了SMPS 200与进入跳跃模式并暂时停止MOSFET的所有开关有关的声学噪声。SMPS 200在QR模式期间以受控方式省略开关脉冲，而不是像在跳跃模式下那样停止所有开关。

在QR模式下，SMPS 200检测寄生振铃峰值和谷值，并在功率损耗减小的这些时间周期内激活相反的开关。在使高端MOSFET 112和低端 MOSFET 116接通之前利用类似的延迟，使得SMPS 200对称地操作。当负载进一步减小时，省略更多寄生振荡周期。在一些实施方案中，当负载充分减小或完全断开连接时，进入跳跃模式，或者SMPS 200完全关闭。

图5a至图5c示出了以QR模式操作的SMPS 200。图5a至图5c中的 X轴或横轴代表时间的行进。X轴被标记为显示HB节点122转变的近似时刻，而不是时间单位。图5a至图5c中的Y轴或纵轴代表电压电势或逻辑值。在图5a中，SMPS 200的负载已经下降第一阈值以下，谷值/峰值检测和锁定块224通过该第一阈值确定在每个功率周期应跳过一个谷值和一个峰值。在图5a中的时刻1和时刻2之间，低端MOSFET 116由控制信号 118接通。HB节点122在时刻1和时刻2之间通过低端MOSFET 116耦接到接地节点108，并且保持在大约接地电势。HB节点122的电压电势在时刻1附近下降到接地电势，导致负dV/dt信号222a在大约时刻1短暂地生效，表示HB节点122上的负dV/dt。

在图5a中的时刻2，在控制信号118失效之后，SMPS 200的谐振回路中的能量使HB节点122转变到VIN节点110的电压电势附近。在正常频率调制操作下，一旦HB节点122的电压电势达到大约VIN节点110的电压电势，TON和TOFF调制块226将使得驱动器逻辑230使控制信号114生效并使高端MOSFET 112接通。然而，SMPS 200处于QR模式，并且谷值/峰值检测和锁定块224使到TON和TOFF调制块226的延迟信号225生效，以在HB 节点122的峰值300期间跳过接通高端MOSFET 112。

HB节点122在图5a中的时刻2附近的正转变由dV/dt传感器220检测，并且在大约时刻2观察到正dV/dt信号222b的脉冲。正dV/dt信号 222b的脉冲导致谷值/峰值检测和锁定块224中的计数器递增或递减。HB 节点122的电压电势在时刻3返回大约接地电势，但是低端MOSFET 116 未接通。低端MOSFET 116是最近接通的MOSFET，因此SMPS 200等待 HB节点122的峰值来接通高端MOSFET 112以保持平衡的操作。

在大约时刻4，谐振将HB节点122处的电压电势变回到大约VIN节点 110的电压电势。HB节点122在时刻4和时刻5之间保持处于峰值302。时刻4附近正dV/dt信号222b的脉冲导致谷值/峰值检测和锁定块224使到TON和TOFF调制块226的延迟信号225失效，因为谷值/峰值检测和锁定块 224中的计数器已经递增或者递减到了所需的阈值以跳过一个峰值。谷值/ 峰值检测和锁定块224通过使延迟信号225失效来向TON和TOFF调制块226 发信号以开始控制信号114的下一个脉冲，从而在时刻4接通高端 MOSFET 112。

在高端MOSFET 112在图5a中的时刻5断开之后，HB节点122处的电压电势返回到大约接地电势并在时刻5和时刻6之间保持在谷值304。谷值/峰值检测和锁定块224中的计数器递增或递减，以指示跳过了一个谷值并且下一个谷值应产生控制信号118的脉冲。HB节点122在时刻6上升到大约VIN节点110的电压电势，并且在时刻7和时刻8之间返回到谷值 306。由于跳过了谷值304，并且SMPS 200的当前功率输出指示每个功率周期应跳过仅一个谷值，所以在时刻7处的负dV/dt信号222a的脉冲导致谷值/峰值检测和锁定块224使延迟信号225失效，使得从时刻7到时刻8 使控制信号118生效并且不跳过谷值306。

循环重新开始，同时SMPS 200在图5a中的时刻8到时刻9跳过峰值 300，并且在峰值302期间从时刻10到时刻11使控制信号114生效。在 QR模式期间，当在每个功率周期跳过一个峰值和一个谷值时，SMPS 200 在每次使控制信号118生效之后跳过峰值300。SMPS 200使控制信号114 生效以使高端MOSFET 112在峰值302期间导通，这个峰值是HB节点122 在控制信号118失效之后出现的第二个峰值。为了保持大致对称的操作， SMPS200相似地在到高端MOSFET 112的控制信号114每次生效之后跳过谷值304。SMPS 200在谷值306期间使到低端MOSFET 116的控制信号 118生效，这个谷值是在控制信号114每次生效之后出现的第二个谷值。

SMPS 200继续如图5a所示那样操作，在每个功率循环期间跳过一个峰值300和一个谷值304，直到SMPS 200的负载越过阈值。如果SMPS 200的负载增大到阈值以上，则QR模式将停止。SMPS 200将在HB节点 122的每个峰值期间使到高端MOSFET 112的控制信号114生效，并且还将在HB节点122的每个谷值期间使到低端MOSFET 116的控制信号118生效。如果SMPS 200的负载减小到阈值以下，则QR模式将被修改以在每个功率循环期间跳过更多峰值和更多谷值，如图5b和5c所示。在一些实施方案中，QR模式转变包括内置滞后，以减小SMPS 200在两个状态之间快速来回变化的可能性。

在图5b中，SMPS 200上的负载已经减小到阈值以下，表明每个功率循环应跳过三个峰值和三个谷值。类似于图5a，从图5b中的时刻1到时刻 2，使到低端MOSFET 116的控制信号118生效。在控制信号118在时刻2 处降低之后，HB节点122在接地节点108的电压电势和VIN节点110的电压电势之间振荡，如图2f所示。正dV/dt信号222b在图5b中的时刻2、时刻4、时刻6和时刻8脉冲，以分别表示峰值320、322、324和326的开始。在时刻2、时刻4和时刻6处的正dV/dt信号222b脉冲使谷值/峰值检测和锁定块224中的计数器递增。刚好在时刻8之前，计数器指示已经跳过了三个脉冲即320、322和324，因此当检测到峰值326时，谷值/峰值检测和锁定块224使延迟信号225失效。由于延迟信号225失效，因此到高端MOSFET 112的控制信号114在峰值326期间生效。

到高端MOSFET 112的控制信号114在时刻9失效，并且HB节点122 再次在接地节点108的电压电势和VIN节点110的电压电势之间振荡。谷值 /峰值检测和锁定块224计数并跳过谷值330、332和334。在图5b中的时刻15，谷值/峰值检测和锁定块224中的计数器指示已经跳过了三个谷值，因此在时刻15的负dV/dt信号222a的脉冲导致谷值/峰值检测和锁定块使延迟信号225失效，使得到低端MOSFET 116的控制信号118在从时刻15 到时刻16的谷值336期间被生效。

SMPS 200在到低端MOSFET 116的控制信号118的每个脉冲之后继续跳过三个峰值320、322和324，并且在到高端MOSFET 112的控制信号 114的每个脉冲之后继续跳过三个谷值330、332和334，同时SMPS 200的负载保持在阈值内以在每个功率循环跳过三个峰值和三个谷值。SMPS 200 保持近似平衡和对称，因为控制信号114和控制信号118的脉冲交替产生并大致均匀地间隔开。QR模式允许SMPS 200降低开关频率，减少流过变压器130的磁化电流，而不增加从初级端102到次级端104的功率传送。

图5c示出了SMPS 200，其负载减小到超过在每个功率循环跳过十二个峰值和十二个谷值的阈值。从图5c中的时刻1到时刻2，SMPS 200使到低端MOSFET 116的控制信号118生效。从时刻1到时刻2，低端 MOSFET 116将HB节点122耦接到接地节点108。HB节点122在低端MOSFET 116在时刻2断开之后以谐振振荡，并且谷值/峰值检测和锁定块 224使延迟信号225生效。dV/dt传感器220在HB节点122的每个上升沿向谷值/峰值检测和锁定块224脉冲正dV/dt信号222b。谷值/峰值检测和锁定块224计到正dV/dt信号222b的十三个脉冲，然后使延迟信号225失效，以跳过HB节点122的十二个峰值即350a至3501。在其他实施方案中，谷值/峰值检测和锁定块224计到负dV/dt信号222a的十二个脉冲，以跳过十二个峰值即350a至3501。

在HB节点122的第十三个峰值350m的上升沿，谷值/峰值检测和锁定块224中的计数器指示已经跳过了期望数量的峰值。谷值/峰值检测和锁定块224使延迟信号225失效，以指示TON和TOFF调制块226应允许使下一个控制信号114或控制信号118生效。由于从时刻1到时刻2，到低 MOSFET 116的控制信号118是最近被生效的，因此驱动器逻辑230在图 5c中的时刻3使到高端MOSFET 112的控制信号114生效。一旦控制信号 114在时刻4被断开，SMPS 200就跳过HB节点122的十二个谷值，并重新接通到低端MOSFET 116的控制信号118。即使脉冲被延迟以跳过HB节点122的一定数量的谷值和峰值，在接通高端MOSFET 112和低端 MOSFET 116之间交替也能保持SMPS 200的平衡操作。

在图5c中，SMPS 200上的负载相对较低。当HB节点122上的电压振荡已经明显减弱时，在每个功率周期插入十二个峰值和十二个谷值的延迟导致MOSFET 112和MOSFET 116接通。HB节点122的峰值不再达到 VIN节点110处的输入电压电势，并且谷值不再达到接地节点108的电压电势。由于HB节点122的电压电势未完全达到输入电压或接地电压，所以未实现ZVS。高端MOSFET 112在HB节点122的峰值附近接通，并且低端MOSFET 116在谷值附近接通，使得即使不能获得ZVS，也会减小接通 MOSFET 112和MOSFET 116引起的开关损耗。

当SMPS 200的负载进一步减小并且QR模式在每个周期跳过更多数量的谷值和峰值时，随着HB节点122在MOSFET 112和MOSFET 116接通之前进一步减弱，开关损耗可能会明显增大，如图2f所示。SMPS 200存在一个输出功率阈值，若低于此阈值，则MOSFET 112和MOSFET 116的开关损耗大幅增大，使得退出QR模式并启用跳跃模式。MOSFET 112和MOSFET 116两者保持断开，直到需要将更多功率从初级端102传送到次级端104。

当输出负载减小并且磁化电流成为该电源转换器功率损耗的主要贡献者时，SMPS 200进入QR模式。进入QR模式后，SMPS 200开始以受控方式省略开关脉冲。在高端MOSFET 112断开之后，HB节点122基于存储在谐振电感器128中的能量和与谐振电容器136的谐振，自然地在接地电平和输入电压电平之间摆动。当HB节点122最初摆动到接地节点108附近的谷值时，SMPS 200的QR模式省略接通低端MOSFET 116，以减少传送到次级端104的功率。低端MOSFET 116的体二极管导通一段时间，直到存储在谐振电感器128中的能量减少。此后，在初级端102总电感(例如初级绕组132和谐振电感器128)与HB节点122的电容(例如电容器201及 PCB 52和变压器130的其他杂散电容)之间发生振荡。谐振振荡使HB节点电压在接地电压和输入电压之间上下摆动。

寄生振荡的振幅随时间推移而衰减，如图2f所示。SMPS 200的QR模式检测寄生振铃的峰值和谷值，并且在开关损耗基本上最小化的时间段内激活相反的开关。也就是说，当低端MOSFET 116上的电压几乎为零时，低端MOSFET 116在HB节点122的谷值期间被激活，并且当高端 MOSFET 112上的电压几乎为零时，高端MOSFET 112在HB节点122的峰值期间被激活。当通过在激活高端MOSFET 112之前跳过一定数量的峰值并且在激活低端MOSFET 116之前跳过数量相似的谷值来激活QR模式时，实现了对称的操作。随着输出功率进一步下降，为了进一步延长驱动器脉冲之间的断开时间并进一步减少传送到次级端104的能量，省略了额外的寄生振荡周期。如果负载降低超过QR模式提供效率增益的水平， SMPS 200将转变进入跳跃模式或关闭模式。

当在频率调制模式、QR模式和跳跃模式之间切换时使用滞后，使得 SMPS 200不在两种模式之间振荡。当切换要跳过的谷值和峰值数量时，在 QR模式中也会使用滞后。在跳过两个峰值/谷值的QR模式和跳过三个峰值 /谷值的QR模式之间转变所需的阈值，低于从跳过三个峰值/谷值返回仅跳过两个峰值/谷值时输出功率必须满足的阈值。跳过数量相似的谷值和峰值，在接通高端MOSFET 112和低端MOSFET 116之间交替，并且在高端MOSFET 112和低端MOSFET 116之间使用相似的导通时间，将导致平衡的操作，这种操作可在轻负载时降低开关频率。

在QR模式下，高端MOSFET 112和低端MOSFET 116的导通时间继续受到电流感测和处理块202控制，该控制基于与在频率调制模式中相似的FB节点160和CS节点208之间的比较。在一些实施方案中，当SMPS 从频率调制模式转变到QR模式时，控制信号114和控制信号118的脉冲宽度增加。尽管MOSFET 112和MOSFET 116的导通时间可能比每个脉冲更长，但是由于省略了脉冲，从初级端102传送到次级端104的总功率随着时间推移而减少。在一些实施方案中，如在CS节点208处检测到的，相对于流过初级绕组132的电流的反馈回路传输特性在QR模式被激活时改变斜率，以减小增益特性不连续性。

在一些实施方案中，可能希望减慢HB节点122的电容和在初级端102 上串联连接的总电感之间的寄生振荡。图6示出了作为SMPS 360的LLC 谐振模转换器实施方案，其中附加电容器耦接到HB节点122以减慢谐振振荡。电容器362耦接在HB节点122和VIN节点110之间。电容器364耦接在HB节点122和接地节点108之间。电容器366和开关370串联耦接在 HB节点122和接地节点108之间。来自TON和TOFF调制块226的控制信号 372操作开关370。在其他实施方案中，控制信号372由谷值/峰值检测和锁定块224产生。

电容器362和电容器364分别与MOSFET 112和MOSFET 116并联连接，并且增大HB节点122的总电容。增加的电容使图2f中所示的HB节点122的振荡减慢，从而增加QR模式期间控制信号114的脉冲和控制信号 118的脉冲之间的时间量。由于HB节点122的电容增大，跳过特定数量的峰值和谷值(例如4个峰值)比仅具有电容器201的情况花费更长的时间。添加电容器362和电容器364通过允许控制信号114的脉冲和控制信号118的脉冲之间有更多时间，提高了轻负载时的效率。另一方面，电容器362和电容器364可能会影响满负载效率。

另一种解决方案是使用可开关电容器366。可使用控制信号372和开关370来开关电容器366。在一个实施方案中，开关370是与SMPS 360的控制器的公共集成电路上的MOSFET。SMPS 360在正常频率调制操作期间使开关370打开，因为不需要HB节点122上有额外电容，并且有可能降低SMPS 360的效率。SMPS 360在QR模式期间使开关370闭合，以将电容器366耦接在HB节点122和接地节点108之间。开关370和电容器366允许SMPS 360的谐振振荡周期在QR模式期间延长，而在频率调制模式期间对效率没有明显影响。可在跳跃模式期间使开关370打开，以降低SMPS 360在非常轻负载或无负载条件下的功耗。在轻负载操作期间导致大部分损失的磁化电流被减小，并且总体效率得以提高。

电容器362、364和366都在一个实施方案中使用。在其他实施方案中，仅将其中一个或两个电容器添加到SMPS 200以形成SMPS 360。在一个实施方案中使用开关370和电容器366，而不使用电容器362和电容器 364，以在轻负载期间提高效率，而在中到重负载下对效率的影响降低。在其他实施方案中，使用电容器362和364而没有使用电容器366和开关 370。在一个实施方案中，将开关370和电容器366与耦接在VIN节点110 和HB节点122之间的另一个开关电容一起使用。

虽然已详细示出并描述了一个或多个实施方案，但技术人员将认识到，在不脱离本公开的范围的情况下，可对这些实施方案作出修改和变更。

在第一实施方案中，一种产生电压信号的方法包括：提供包括高端 MOSFET和低端MOSFET的电源转换电路，其中高端MOSFET的导通端子在半桥(HB)电路节点处耦接到低端MOSFET的导通端子；断开高端 MOSFET；在高端MOSFET和低端MOSFET断开时对HB电路节点的电压电势转变进行计数；以及在断开高端MOSFET后，将到低端MOSFET的控制信号的生效延迟HB电路节点的两个电压电势转变。

在第二实施方案中，第一实施方案的方法还包括：通过使到低端 MOSFET的控制信号失效来断开低端MOSFET，并且在断开低端MOSFET 后，将高端MOSFET的接通延迟HB电路节点的两个电压电势转变。

在第三实施方案中，第一实施方案的方法还包括：在断开高端 MOSFET后，将到低端MOSFET的控制信号的生效延迟HB电路节点的电压电势的第一数量谷值，以及在断开低端MOSFET后，将高端MOSFET的接通延迟HB电路节点的电压电势的第二数量峰值，其中第一数量和第二数量相等。

在第四实施方案中，第三实施方案的方法还包括：基于该电源转换电路的输出功率、输出电压或初级电流来确定第一数量。

在第五实施方案中，第一实施方案的方法还包括：提供耦接到HB电路节点的电容器。

在第六实施方案中，第五实施方案的方法还包括：提供耦接在该电容器和HB电路节点之间的开关。

在第七实施方案中，第一实施方案的方法还包括：使用dV/dt传感器检测HB电路节点的电压电势转变。

在第八实施方案中，一种产生功率信号的方法包括：提供电源转换电路，其包括在半桥(HB)电路节点处耦接到第二开关的第一开关；检测HB 电路节点的电压电势转变；以及在第一开关和第二开关保持断开时，基于电压电势转变来对HB电路节点的峰值或谷值进行计数。

在第九实施方案中，第八实施方案的方法还包括：断开第一开关，并且在从断开第一开关起经过了第一数量的峰值之后接通第二开关。

在第十实施方案中，第九实施方案的方法还包括：断开第二开关，并且在从断开第二开关起经过了第二数量的谷值之后接通第一开关，其中第一数量等于第二数量。

在第十一实施方案中，第九实施方案的方法还包括：基于电源转换电路的反馈电压或初级电流来确定第一数量。

在第十二实施方案中，第十一实施方案的方法还包括：当反馈电压降低到低于第一阈值时，增加第一数量。

在第十三实施方案中，第十二实施方案的方法还包括如下步骤：在第一时间和第二时间之间启用计时电路，并基于第一样本、第二样本和计时电路的输出来确定电流。

在第十四实施方案中，第八实施方案的方法还包括：将开关电容耦接到HB电路节点。

在第十五实施方案中，一种电源转换电路包括第一开关，该第一开关包括导通端子和控制端子。第二开关包括耦接到第一开关的导通端子的该第二开关的导通端子。dV/dt传感器耦接到第一开关的导通端子。谷值/峰值检测和锁定块包括输入端和输出端，所述输入端耦接到dV/dt传感器的输出端，该谷值/峰值检测和锁定块的输出端被配置为将到第一开关的控制端子的控制信号的生效延迟。

在第十六实施方案中，第十五实施方案的谷值/峰值检测和锁定块还包括计数器，该计数器基于dV/dt传感器的输出来对第一开关的导通端子处的电压电势的峰值和谷值进行计数。

在第十七实施方案中，第十五实施方案的电源转换电路还包括耦接到第一开关的导通端子的电容器。

在第十八实施方案中，第十五实施方案的电源转换电路还包括耦接在该电容器和第一开关的导通端子之间的第三开关。

在第十九实施方案中，第十五实施方案的电源转换电路还包括变压器，该变压器包括耦接到第一开关的导通端子的初级绕组。

在第二十实施方案中，第十九实施方案的电源转换电路，其中该电源转换电路是LLC谐振模转换器。