一种开关变换器及应急镇流器的制作方法

本实用新型涉及电路技术领域，尤其涉及一种开关变换器及应急镇流器。

背景技术：

开关变换器可用于将输入端的电压转换成另一种电压等级的电压输出，例如可以是升压、降压或升降压。开关变换器包括电源转换电路和控制电路，电源转换电路包括至少一个开关管，控制电路通过输出驱动信号控制开关变换器的开关管的导通和关断，通过控制驱动信号的占空比，来控制输出电压的大小。

一些开关变化器，如反激变换器和boost变换器，若采用开环控制，没有反馈电路，一旦输出端出现负载开路，输出电压将无限升高，最终烧毁整个电路。

技术实现要素：

本实用新型实施例提供一种开关变换器及应急镇流器，以实现开路保护功能。

第一方面，本实用新型实施例提供了一种开关变换器，包括：

电源转换电路，包括第一输入端、第一输出端和驱动端，用于通过驱动端输入的脉冲信号的脉宽调制作用，将第一输入端的第一直流电压进行升压或降压，转换成第二直流电压输出至第一输出端；

控制模块，包括过压反馈端和第二输出端，控制模块的第二输出端与电源转换电路的驱动端电连接；

采样模块，包括采集端和第三输出端，采集端与电源转换电路连接，采集端用于采集电源转换电路的第一输出端输出的第二直流电压；

采样模块的第三输出端与控制模块的过压反馈端电连接，

采样模块用于当第二直流电压大于第一预设电压时，第三输出端向控制模块的过压反馈端输入第一补偿电流；

控制模块用于当第二直流电压小于第一预设电压时，向电源转换电路的驱动端输入占空比恒定的脉冲信号，当第二直流电压大于或等于第一预设电压时，根据第一补偿电流，调整第二输出端输出的脉冲信号的占空比。

进一步地，控制模块包括充放电外围电路、第十一电容、偏压电源和第二芯片；

其中，充放电外围电路包括第一端、第二端、第三端和第四端，充放电外围电路的第四端与控制模块的过压反馈端电连接；

第十一电容的第一端与充放电外围电路的第一端电连接，第十一电容的第二端接地；

偏压电源与充放电外围电路的第二端电连接，可用于通过充放电外围电路的第二端和第一端，向第十一电容输入第一充电电流，以使第十一电容的第一端的电压升高至第二预设电压；

第二芯片包括第二触发端、第二放电端和第四输出端，其中，第二触发端与第十一电容的第一端电连接，第四输出端与控制模块的第二输出端电连接，第二放电端与充放电外围电路的第三端电连接；

第二芯片用于当第二触发端的电压大于或等于第二预设电压时，控制第四输出端保持输出第一电平信号，且控制第二放电端保持对地呈低阻态；当第二触发端的电压小于或等于第三预设电压时，控制第四输出端保持输出与第一电平信号逻辑相反的第二电平信号，且控制第二放电端保持对地呈高阻态；

采样模块具体用于当第二直流电压大于第一预设电压时，第三输出端通过充放电外围电路的第四端和第一端，向第十一电容输入第一补偿电流。

进一步地，电源转换电路的第一输入端包括正极输入端和负极输入端；电源转换电路的第一输出端包括正极输出端和负极输出端，电源转换电路包括：

第二开关管，第二开关管的第一极与电源转换电路的负极输入端电连接，第二开关管的第三极与电源转换电路的驱动端电连接；

第二变压器，包括第二原边绕组和第二副边绕组，其中，第二原边绕组的第一端与电源转换电路的正极输入端电连接，第二原边绕组的第二端与第二开关管的第二极电连接；

第十一二极管，第十一二极管的阳极与第二变压器的第二副边绕组的第二端电连接，第十一二极管的阴极与电源转换电路的正极输出端电连接；

第十二电容，第十二电容的第一端与电源转换电路的正极输出端电连接，第十二电容的第二端，以及第二变压器的第二副边绕组的第一端均与电源转换电路的负极输出端电连接，

其中，第二原边绕组的第一端和第二副边绕组的第一端为同名端。

进一步地，电源转换电路的第一输出端包括正极输出端和负极输出端；采样模块包括第二光电耦合器、第十二电阻和第二电压钳位器件，

其中，第二光电耦合器包括第一发光端、第二发光端、第一受光端和第二受光端，

第二光电耦合器的第一发光端、第二发光端、第十二电阻与第二电压钳位器件串联连接，形成第一串联电路，第一串联电路的第一端与电源转换电路的正极输出端电连接，第一串联电路的第二端与电源转换电路的负极输出端电连接；

第二光电耦合器的第一受光端与偏压电源电连接，第二光电耦合器的第二受光端与过采样模块的第三输出端电连接。

进一步地，第二电压钳位器件包括压敏电阻、瞬态抑制二极管或稳压二极管。

进一步地，充放电外围电路的第一端与第四端电连接。

进一步地，充放电外围电路还包括第十一电阻和第十三电阻，第十一电阻的第一端与充放电外围电路的第一端电连接，第十一电阻的第二端与充放电外围电路的第三端连接，第十三电阻的第一端与充放电外围电路的第二端电连接，第十三电阻的第二端与第十一电阻的第一端电连接。

进一步地，充放电外围电路还包括第十四电阻和第十六电阻，

第十四电阻的第一端与充放电外围电路的第一端电连接，第十四电阻的第二端，以及第十六电阻的第一端均与充放电外围电路的第三端电连接，第十六电阻的第二端与充放电外围电路的第二端电连接。

进一步地，充放电外围电路还包括第十四二极管，第十四二极管的阳极与第十四电阻的第二端电连接，第十四二极管的阴极与第十四电阻的第一端电连接。

进一步地，充放电外围电路还包括第十七电阻和第十八电阻，

第十七电阻的第一端与充放电外围电路的第一端电连接，第十七电阻的第二端，第十八电阻的第一端，以及充放电外围电路的第三端，均与充放电外围电路的第四端电连接，第十八电阻的第二端与充放电外围电路的第二端电连接。

进一步地，第二变压器还包括第三副边绕组，其中，第二原边绕组的第一端和第三副边绕组的第一端为同名端，

采样模块包括第十二二极管、第十三电容和第十五电阻，其中，第三副边绕组的第一端，以及第十三电容的第一端均接地，第三副边绕组的第二端与第十二二极管的阳极电连接，第十三电容的第二端，以及第十二二极管的阴极均与第十五电阻的第一端电连接，第十五电阻的第二端与采样模块的第三输出端电连接。

进一步地，采样模块还包括第十三二极管，第十五电阻的第二端与第十三二极管的阳极电连接，第十三二极管的阴极与采样模块的第三输出端电连接，

或者，第十三电容的第二端，以及第十二二极管的阴极均与第十三二极管的阳极电连接，第十三二极管的阴极经第十五电阻与采样模块的第三输出端电连接。

进一步地，采样模块还包括第二十二电阻，其中，第二十二电阻与第十三电容并联。

进一步地，第一电平信号为低电平信号，第二电平信号为高电平信号。

第二方面，本实用新型实施例还提供了一种应急镇流器，包括：

变压器，包括第一电源、原边绕组组件、第一MOS开关、副边绕组组件、第一二极管、第一电容，

其中，第一电源的正极与原边绕组组件的第一端电连接，第一电源的负极与第一MOS开关的源极电连接，

原边绕组组件的第二端与第一MOS开关的漏极电连接，副边绕组组件的第一端与第一二极管的阳极电连接，副边绕组组件的第二端与第一电容的第一端电连接，第一二极管的阴极与第一电容的第二端电连接，第一电容的两端作为应急镇流器的输出端，原边绕组组件的第一端与副边绕组组件的第二端为同名端；

采样模块，与变压器连接，用于采样副边绕组组件两端的第一电压；

芯片控制模块，与采样模块电连接，与第一MOS开关的栅极电连接，

采样模块还用于若采样的第一电压超过设定的第一阈值时，反馈第一电流至芯片控制模块；

芯片控制模块用于根据第一电流，调整向第一MOS开关的栅极输入的驱动信号的占空比。

进一步地，芯片控制模块包括：芯片、第二电阻、第五电容和第三电阻，

其中，芯片包括触发端、放电端、供电端和输出端，

芯片的触发端、第五电容的第一端，以及第二电阻的第一端，均与第三电阻的第一端电连接，芯片的放电端与第二电阻的第二端电连接，芯片的供电端与第三电阻的第二端电连接，芯片的输出端与第一MOS开关的栅极电连接；

第五电容的第二端接地，

第二电阻的第一端与采样模块电连接。

进一步地，采样模块包括：第三绕组组件、第二二极管、第二电容和第一电阻；

芯片控制模块还包括：第三二极管第四电阻，

其中，第三绕组组件的第一端与第二二极管的阳极电连接，第三绕组组件的第二端，以及第二电容的第一端均与第一电阻的第一端电连接，第二二极管的阴极，以及第二电容的第二端均与第一电阻的第二端电连接，第三绕组组件的第二端与原边绕组组件的第一端为同名端；

第四电阻的第一端与第二电阻的第一端电连接，第四电阻的第二端与第三二极管的阴极电连接；

第三二极管的阳极与第二电容的第二端电连接。

进一步地，采样模块包括：光电耦合器、第五电阻和钳压组件，

其中，光电耦合器包括光电二极管和三极管，

光电耦合器的光电二极管的阳极与第一电容的第二端电连接，光电耦合器的光电二极管的阴极与第五电阻的第一端电连接，光电耦合器的三极管的集电极与第三电阻的第二端电连接，光电耦合器的三极管的发射极与第三电阻的第一端电连接，

第五电阻的第二端与钳压组件的第一端电连接，钳压组件的第二端与第一电容的第二端电连接。

进一步地，钳压组件为压敏电阻、瞬态抑制二极管或稳压二极管。

进一步地，芯片控制模块还包括：第三电容和第四电容，芯片还包括复位端和控制端，

其中，芯片的复位端经第三电容接地，芯片的控制端经第四电容接地。

本实用新型实施例的技术方案，开关变换器在接有负载时，采用开环控制，在开关变换器开路输出，即未接有负载时，通过将采样模块的采集端与电源转换电路连接，采样模块的第三输出端与控制模块的过压反馈端电连接，当采集端采集电源转换电路的第一输出端输出的第二直流电压大于第一预设电压时，第三输出端向控制模块的过压反馈端输入第一补偿电流，控制模块根据第一补偿电流，调整第二输出端输出的脉冲信号的占空比，进而减小电源转换电路的第一输出端的输出第二直流电压的大小，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。

附图说明

图1为本实用新型实施例提供的一种开关变换器的结构示意图；

图2为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图；

图3为本实用新型实施例提供的一种开关变换器未输出开路时，第二芯片的第二触发端的电压与第四输出端的输出电压的时序波形图；

图4为本实用新型实施例提供的一种开关变换器输出开路时，第二芯片的第二触发端的电压与第四输出端的输出电压的时序波形图；

图5为本实用新型实施例提供的一种电源转换电路的结构示意图；

图6为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图；

图7为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图；

图8为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图；

图9为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图；

图10为本实用新型实施例提供的一种应急镇流器的电路示意图；

图11为本实用新型实施例提供的另一种应急镇流器的电路示意图；

图12为本实用新型实施例提供的一种应急镇流器工作在正常状态时的时序图；

图13为本实用新型实施例提供的一种应急镇流器负载开路状态时的时序图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本实用新型作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本实用新型，而非对本实用新型的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本实用新型相关的部分而非全部结构。

本实用新型实施例提供一种开关变换器。图1为本实用新型实施例提供的一种开关变换器的结构示意图，如图1所示，该开关变换器包括：电源转换电路110、控制模块200和采样模块150。

其中，电源转换电路110，包括第一输入端In1、第一输出端Out1和驱动端G2，用于通过驱动端G2输入的脉冲信号的脉宽调制作用，将第一输入端In1的第一直流电压进行升压或降压，转换成第二直流电压输出至第一输出端Out1。

其中，该电源转换电路110可以是反激电路或boost升压电路。驱动端G2输入的脉冲信号的脉宽与开关周期的比值，即占空比。电源转换电路110的第一输出端Out1输出的第二直流电压与第一输入端In1的第一直流电压和占空比有关。当电源转换电路110的第一输入端In1输入的第一直流电压的大小恒定时，通过改变驱动端G2输入的脉冲信号的占空比，可改变电源转换电路110的第一输出端Out1输出的第二直流电压的大小。示例性的，可通过减小反激电路的占空比，减小第二直流电压的大小。

控制模块200包括过压反馈端In2和第二输出端Out2，控制模块200的第二输出端Out2与电源转换电路110的驱动端G2电连接。

采样模块150包括采集端In3和第三输出端Out3，采集端In3与电源转换电路110连接，采集端In3用于采集电源转换电路110的第一输出端Out1输出的第二直流电压。

采样模块150的第三输出端Out3与控制模块200的过压反馈端In3电连接，采样模块150用于当第二直流电压大于第一预设电压时，第三输出端Out3向控制模块200的过压反馈端In2输入第一补偿电流I13。

控制模块200用于当第二直流电压小于第一预设电压时，向电源转换电路110的驱动端G2输入占空比恒定的脉冲信号，当第二直流电压大于或等于第一预设电压时，根据第一补偿电流I13，调整第二输出端Out2输出的脉冲信号的占空比。

开关变化器采用开环控制，当电源转换电路110的第一输出端Out1接有负载时，电源转换电路110的第一输入端In1的输入的电能等于负载消耗的电能，电源转换电路110的第一输出端Out1的输出第二直流电压的大小恒定，为正常输出电压，小于第一预设电压，此时，可认为采样模块150的第三输出端Out3向控制模块200的过压反馈端In2输入第一补偿电流I13近似为零，控制模块200向电源转换电路110的驱动端G2输入占空比恒定的脉冲信号。当电源转换电路110的第一输出端Out1开路，即未接负载时，电源转换电路110的第一输出端Out1的输出第二直流电压的大小将无限升高，超过正常输出电压，当第二直流电压升高至大于第一预设电压时，采样模块150的第三输出端Out3向控制模块200的过压反馈端In2输入第一补偿电流I13，控制模块200根据第一补偿电流I13，调整第二输出端Out2输出的脉冲信号的占空比，使第二直流电压不再升高。

本实施例的技术方案，开关变换器在接有负载时，采用开环控制，在开关变换器开路输出，即未接有负载时，通过将采样模块的采集端与电源转换电路连接，采样模块的第三输出端与控制模块的过压反馈端电连接，当采集端采集电源转换电路的第一输出端输出的第二直流电压大于第一预设电压时，第三输出端向控制模块的过压反馈端输入第一补偿电流，控制模块根据第一补偿电流，调整第二输出端输出的脉冲信号的占空比，进而减小电源转换电路的第一输出端的输出第二直流电压的大小，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。图2为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图，如图2所示，在上述实施例的基础上，控制模块200包括充放电外围电路120、第十一电容C11、偏压电源130和第二芯片140。

其中，充放电外围电路120包括第一端N1、第二端N2、第三端N3和第四端N4，充放电外围电路120的第四端N4与控制模块200的过压反馈端In2电连接。该充放电外围电路120可以是包括至少两个电阻，该至少两个电阻组成电阻网络。

第十一电容C11的第一端与充放电外围电路120的第一端N1电连接，第十一电容C11的第二端接地。

偏压电源130与充放电外围电路120的第二端N2电连接，可用于通过充放电外围电路120的第二端N2和第一端N1，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，以使第十一电容C11的第一端的电压升高至第二预设电压Vc1。偏压电源130为恒定电压源。第十一电容C11的充电电流越大，电压升高越快；第十一电容C11的放电电流越大，电压下降越快。在一实施例中，偏压电源130是由电源转换电路110上的特定节点(例如是原边绕组L11的打点端)的分压所提供，但本发明不以此为限。

第二芯片140包括第二触发端TR11、第二放电端DIS11和第四输出端Out4，其中，第二触发端TR11与第十一电容C11的第一端电连接，第四输出端Out4与控制模块200的第二输出端Out2电连接，第二放电端DIS11与充放电外围电路120的第三端N3电连接。

第二芯片140用于当第二触发端DIS11的电压(即第十一电容C11的第一端的对地电压Vc)大于或等于第二预设电压Vc1时，控制第四输出端Out4保持输出第一电平信号，且控制第二放电端DIS11保持对地呈低阻态，以使第十一电容C11通过充放电外围电路120的第一端N1和第三端N3，向第二放电端DIS11输出第一放电电流I12，使第十一电容C11的第一端的电压下降至第三预设电压Vc2；当第二触发端TR11的电压(即第十一电容C11的第一端的对地电压Vc)小于或等于第三预设电压Vc2时，控制第四输出端Out4保持输出与第一电平信号逻辑相反的第二电平信号，且控制第二放电端DIS11保持对地呈高阻态，以使第十一电容C11停止通过充放电外围电路120的第一端N1和第三端N3，向第二放电端DIS11输出第一放电电流I12。

其中，第一电平信号可以是低电平信号，第二电平信号为高电平信号。第一电平信号也可以是高电平信号，第二电平信号为低电平信号。为方便阐释本实用新型实施例的工作原理，下面将以第一电平信号可以是低电平信号，第二电平信号为高电平信号为例进行说明。

采样模块150具体用于当第二直流电压大于第一预设电压时，第三输出端Out3通过充放电外围电路120的第四端N4和第一端N1，向第十一电容C11输入第一补偿电流I13。电源转换电路110的第一输出端Out1与采样模块150的采集端In3和/或第三输出端Out3是电气隔离的。

需要说明的是，当第二直流电压大于第一预设电压时，采样模块150的第三输出端Out3通过充放电外围电路120的第四端N4和第一端N1，向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，可以缩短第十一电容C11的第一端的电压升高至第二预设电压Vc1的充电时间，即缩短第一电平信号的保持时间，和/或，可以延长第十一电容C11的第一端的电压下降至第三预设电压Vc2的放电时间，即延长第二电平信号的保持时间。第二预设电压Vc1大于第三预设电压Vc2。正常工作时(即电源转换电路110的第一输出端Out1接有负载时)，电源转换电路110的第一输出端Out1输出的第二直流电压的大小是恒定的，为正常输出电压，小于第一预设电压，第二芯片140的第二输出端Out2可输出占空比恒定的脉冲信号，占空比可以是第二输出端Out2输出高电平信号的第一持续时间除以周期，其中，周期为第二输出端Out2输出高电平信号的第一持续时间与第二输出端Out2输出低电平信号的第二持续时间的和，第一持续时间可以是第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压充电至第二预设电压所需的充电时间，第二持续时间可以是第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压放电至第三预设电压所需的放电时间。与电源转换电路110的第一输出端Out1连接的负载，在恒定的第二直流电压的作用下正常运行。开关变化器采用开环控制，即当电源转换电路的第一输出端Out1的输出电压小于等于第一预设电压时，无需设计参考电压与反馈的采样的第二直流电压作差，并根据差值调节占空比，以稳定电源转换电路110的第一输出端Out1的第二直流电压，以降低电路成本。

开关变化器采用开环控制，当电源转换电路110的第一输出端Out1接有负载时，电源转换电路110的第一输入端In1的输入的电能等于负载消耗的电能，电源转换电路110的第一输出端Out1的输出第二直流电压的大小恒定，小于第一预设电压。具体工作原理：图3为本实用新型实施例提供的一种开关变换器未输出开路时，第二芯片的第二触发端的电压与第四输出端的输出电压的时序波形图，如图3所示，两坐标轴中，横轴表示时间t，纵轴表示第二芯片140的第二触发端TR11的电压Vc或第二输出端Out2的输出电压Vg，结合图2和图3所示，在第一电源130通过充放电外围电路120的第二端N2和第一端N1，向第十一电容C11充电作用下，第十一电容C11的第一端的对地电压Vc逐渐增大，直至大于或等于第二预设电压Vc1时，即第二触发端TR11的电压Vc逐渐增大到大于或等于第二预设电压Vc1时，第二芯片140将控制第二输出端Out2输出电压Vg保持输出低电平信号，且控制第二放电端DIS11保持对地呈低阻态，即相当于第二放电端DIS11直接接地，则使第十一电容C11通过充放电外围电路120的第一端N1和第三端N3，向第二放电端DIS11输出第一放电电流I12，使第十一电容C11的第一端的电压开始下降，在使第十一电容C11的第一端的电压下降至第三预设电压Vc2之前，第二芯片140将控制第二输出端Out2输出电压Vg保持输出低电平信号，且控制第二放电端DIS11保持对地呈低阻态，当第十一电容C11的第一端的电压下降至小于或等于第三预设电压Vc2时，即当第二触发端TR11的电压小于或等于第三预设电压Vc2时，第二芯片140控制第二输出端Out2保持输出高电平信号，且控制第二放电端DIS11对地呈高阻态，即相当于第二放电端DIS11悬空，以使第十一电容C11停止通过充放电外围电路120的第一端N1和第三端N3，向第二放电端DIS11输出第一放电电流I12，而第一电源130通过充放电外围电路120的第二端N2和第一端N1，向第十一电容C11充电，使得第十一电容C11的第一端的电压开始上升，在使第十一电容C11的第一端的电压上升至第二预设电压Vc1之前，第二芯片140将控制第二输出端Out2输出电压Vg保持输出高电平信号，且控制第二放电端DIS11保持对地呈高阻态，当第十一电容C11的第一端的电压升高至大于或等于第二预设电压Vc1时，第二芯片140将控制第二输出端Out2输出电压Vg保持输出低电平信号，且控制第二放电端DIS11保持对地呈低阻态，如此循环反复运行，使得第二芯片140的第二输出端Out2可输出占空比恒定的脉冲信号，进而使得电源转换电路110的第一输出端Out1输出大小恒定的第二直流电压。其中，第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间主要由I11决定(此时，I12为零)，第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间主要由I12(此时，I11未流入第十一电容C11的第一端，或者，I12的绝对值远大于I11的绝对值)决定。

图4为本实用新型实施例提供的一种开关变换器输出开路时，第二芯片的第二触发端的电压与第四输出端的输出电压的时序波形图，如图4所示，两坐标轴中，横轴表示时间t，纵轴表示第二芯片140的第二触发端TR11的电压Vc或第二输出端Out2的输出电压Vg，结合图2和图4所示，当开关变换器的输出开路(即电源转换电路110的第一输出端Out1未接有负载)时，电源转换电路110的第一输出端Out1的输出第二直流电压的大小将无限升高，超过正常输出电压，当第二直流电压升高至大于第一预设电压时，采样模块150的第三输出端Out3通过充放电外围电路120的第四端N4和第一端N1，向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，其中，流入第十一电容C11的最终电流Ic＝I11-I12+I13，此时第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间主要由I11+I13决定(此时，I12为零)，第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间主要由I12-I13决定，故可知第一补偿电流I13可增大第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电电流，减小第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电电流，以缩短第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间，和/或，延长第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间，进而减小第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比，减小电源转换电路110的第一输入端In1的输入的能量，即减小第一输出端Out1输出的能量，减小第一输出端Out1输出的第二直流电压不再升高，从而避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。相比于采用闭环控制芯片实现开路保护，可以降低成本。

本实施例的技术方案，开关变换器在接有负载时，采用开环控制，在开关变换器开路输出，即未接有负载时，通过将过压反馈电路的采集端In3与电源转换电路110连接，采样模块150的第三输出端Out3与充放电外围电路120的第四端N4电连接，当采集端In3采集电源转换电路In2的第一输出端Out1输出的第二直流电压大于第一预设电压时，第三输出端Out3通过充放电外围电路120的第四端N4和第一端N1，向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，以缩短第十一电容C11的第一端的电压升高至第二预设电压Vc1的充电时间，和/或，延长第十一电容C11的第一端的电压下降至第三预设电压Vc2的放电时间，进而减小第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比，减小电源转换电路110的第一输出端Out1的输出第二直流电压的大小，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。图5为本实用新型实施例提供的一种电源转换电路的结构示意图。在上述实施例的基础上，如图5所示，该电源转换电路110可以为反激电路，电源转换电路110的第一输入端包括正极输入端In11和负极输入端In12；电源转换电路110的第一输出端Out1包括正极输出端Out11和负极输出端Out12，电源转换电路110包括：第二开关管Q2、第二变压器T11、第十一二极管D11和第十二电容C12。

其中，第二开关管Q2的第一极与电源转换电路110的负极输入端Out12电连接，第二开关管Q2的第三极与电源转换电路110的驱动端G2电连接；第二变压器T11包括第二原边绕组L11和第二副边绕组L12，其中，第二原边绕组L11的第一端与电源转换电路110的正极输入端Out11电连接，第二原边绕组L11的第二端与第二开关管Q2的第二极电连接；第十一二极管D11的阳极与第二变压器T11的第二副边绕组L12的第二端电连接，第十一二极管D11的阴极与电源转换电路110的正极输出端Out11电连接；第十二电容C12的第一端与电源转换电路110的正极输出端Out11电连接，第十二电容C12的第二端，以及第二变压器T11的第二副边绕组L12的第一端均与电源转换电路110的负极输出端Out12电连接，其中，第二原边绕组L11的第一端和第二副边绕组L12的第一端为同名端。

其中，第二开关管Q2可以是三极管、MOS管或IGBT。图5示例性画出第二开关管Q2为MOS管的情况，其中，第二开关管Q2的第一极可以是MOS管的源极，第二开关管Q2的第二极可以是MOS管的漏极，第二开关管Q2的第三极可以是MOS管的栅极。电源转换电路110的负极输入端In12可接地。通过向电源转换电路110的驱动端G2输入高电平信号和低电平信号，控制第二开关管Q2的导通和关断。一个开关周期内，第二开关管Q2的持续导通时间与开关周期的比值，即为占空比。当第二直流电压大于第一预设电压时，采样模块150的第三输出端Out3通过充放电外围电路120的第四端N4和第一端N1，向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，可以缩短第十一电容C11的第一端的电压升高至第二预设电压Vc1的充电时间，即缩短第一电平信号的保持时间，也即缩短第二开关管Q2的持导通时间，和/或，可以延长第十一电容C11的第一端的电压下降至第三预设电压Vc2的放电时间，即延长第二电平信号的保持时间，也即延长第二开关管Q2的关断时间。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。图6为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图。在上述实施例的基础上，如图6所示，采样模块包括第二光电耦合器151、第十二电阻R12和第二电压钳位器件152。

其中，第二光电耦合器151包括第一发光端N5、第二发光端N6、第一受光端N7和第二受光端N8，第二光电耦合器151的第一发光端N5、第二发光端N6、第十二电阻R12与第二电压钳位器件152串联连接，形成第一串联电路，第一串联电路的第一端与电源转换电路的正极输出端Out11电连接，第一串联电路的第二端与电源转换电路的负极输出端Out12电连接；第二光电耦合器151的第一受光端N7与第一电源130电连接，第二光电耦合器151的第二受光端N8与采样模块的第三输出端电连接。

其中，第二光电耦合器151的第一发光端N5和第二发光端N6可以是一发光二极管的阳极和阴极，第一受光端N7和第二受光端N8可以是一光敏二极管(或光敏三极管)的两端，若流过第二光电耦合器151的第一发光端N5和第二发光端N6的电流增加，则流过第一受光端N7和第二受光端N8的电流将成比例增加，若流过第二光电耦合器151的第一发光端N5和第二发光端N6的电流减小，则流过第一受光端N7和第二受光端N8的电流将成比例减小。第十二电阻R12起限流作用。当第二电压钳位器件152两端的电压低于钳位电压时，第二电压钳位器件152截至，呈高阻态，流过第二电压钳位器件152的电流极小，近似为零。当第二电压钳位器件152两端的电压高于钳位电压时，第二电压钳位器件152导通，两端电压保持在钳位电压，呈低阻态，流过第二电压钳位器件152的电流将迅速增大。该第二电压钳位器件152的钳位电压等于第一预设电压。

其中，当电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12接有负载时，电源转换电路110的正极输入端In11和负极输入端In12输入的电能等于负载消耗的电能，电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12之间的第二直流电压小于第一预设电压，小于第二电压钳位器件152的钳位电压，第二电压钳位器件152将截止，呈高阻态，流过第二光电耦合器151的第一发光端N5和第二发光端N6的电流为零，则流过第二光电耦合器151的第一受光端N7和第二受光端N8的电流为零，即第一补偿电流I13为零。此时，第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间主要由I11决定(此时，I12为零)，第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间主要由I12决定，第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比恒定，电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12之间的第二直流电压的大小恒定，小于第一预设电压。

其中，当电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12开路输出，即未接有负载时，第二原边绕组L11将电源转换电路110的正极输入端In11和负极输入端In12输入的电能，通过电磁耦合作用传输至第二副边绕组L12，进而传输至第十二电容C12，并逐渐累积，使得电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12之间的第二直流电压的大小将无限升高，直至大于第一预设电压，大于第二电压钳位器件152的钳位电压，第二电压钳位器件152将导通，呈低阻态，流过第二光电耦合器151的第一发光端N5和第二发光端N6的电流将大于零，并随第二直流电压的增大而逐渐增大，则流过第二光电耦合器151的第一受光端N7和第二受光端N8的电流将大于零，即第一补偿电流I13大于零。此时，第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间主要由I11+I13决定(此时，I12为零)，和/或，第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间主要由I12-I13决定，故第一补偿电流I13可增大第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电电流，减小第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电电流，以缩短第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间，和/或，延长第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间，进而减小第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比，减小电源转换电路110的第一输入端的输入的能量，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。相比于采用闭环控制芯片实现开路保护，可以降低成本。

可选的，第二电压钳位器件152包括压敏电阻、瞬态抑制二极管或稳压二极管。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。图7为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图。在上述实施例的基础上，如图7所示，第二变压器T11还包括第三副边绕组L13，其中，第二原边绕组L11的第一端和第三副边绕组L13的第一端为同名端，采样模块包括第十二二极管D12、第十三电容C13和第十五电阻R15，其中，第三副边绕组L13的第一端，以及第十三电容C13的第一端均接地，第三副边绕组L13的第二端与第十二二极管D12的阳极电连接，第十三电容C13的第二端，以及第十二二极管D12的阴极均与第十五电阻R15的第一端电连接，第十五电阻R15的第二端与采样模块的第三输出端电连接。

其中，当电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12接有负载时，电源转换电路110的正极输入端In11和负极输入端In12输入的电能等于负载消耗的电能，电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12之间的第二直流电压小于第一预设电压，此时，第三副边绕组L13两端的电压经第十二二极管D12的整流作用后，输出第三直流电压，即第十三电容C13两端的电压，此时该第三直流电压的电压值较小，小于第三预设电压，由于第十五电阻R15的阻值较大，流过第十五电阻R15电流较小，即第一补偿电流I13较小，近似为零。此时，第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间主要由I11决定(此时，I12为零)，第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间主要由I12决定，第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比恒定，电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12之间的第二直流电压的大小恒定，小于第一预设电压。

其中，当电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12开路输出，即未接有负载时，第二原边绕组L11将电源转换电路110的正极输入端In11和负极输入端In12输入的电能，通过电磁耦合作用传输至第二副边绕组L12，进而传输至第十二电容C12，并逐渐累积，使得电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12之间的第二直流电压的大小将无限升高，直至大于第一预设电压，同时，由于第三副边绕组L13两端的电压与第二副边绕组L12两端的电压的比值恒定，该电能通过电磁耦合作用也传输至第三副边绕组L13，进而传输至第十三电容C13，并逐渐累积，使得第三直流电压的大小将无限升高，远大于第二预设电压，流过第十五电阻R15电流将逐渐增大，即第一补偿电流I13将逐渐增大。此时，第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间主要由I11+I13决定(此时，I12为零)，和/或，第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间主要由I12-I13决定，故第一补偿电流I13可增大第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电电流，减小第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电电流，以缩短第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间，和/或，延长第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间，进而减小第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比，减小电源转换电路110的第一输入端的输入的能量，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。相比于采用闭环控制芯片实现开路保护，可以降低成本。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。在上述实施例的基础上，继续参见图6，充放电外围电路120的第一端N1与第四端N4电连接；充放电外围电路120还包括第十一电阻R11和第十三电阻R13，第十一电阻R11的第一端与充放电外围电路120的第一端N1电连接，第十一电阻R11的第二端与充放电外围电路120的第三端N3连接，第十三电阻R13的第一端与充放电外围电路120的第二端N2电连接，第十三电阻R13的第二端与第十一电阻R11的第一端电连接。

其中，如图6所示，当电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12接有负载时，即第一补偿电流I13很小，近似为零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第十三电阻R13，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第十三电阻R13的阻值决定第一充电电流I11的大小，进而由第一充电电流I11决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十一电阻R11，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12，第十一电阻R11的阻值决定第一放电电流I12的大小，同时偏压电源130通过第十三电阻R13，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第一放电电流I12大于第一充电电流I11，使第十一电容C11处于放电状态，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，故由和电流I12-I11决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。

其中，如图6所示，当电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12未接有负载时，即第一补偿电流I13大于零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第十三电阻R13，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第十三电阻R13的阻值决定第一充电电流I11的大小，采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，进而由和电流I11+I13决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十一电阻R11，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12，第十一电阻R11的阻值决定第一放电电流I12的大小，同时偏压电源130通过第十三电阻R13，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第一放电电流I12大于第一充电电流I11，使第十一电容C11处于放电状态，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，此外，采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，故和电流I12-I11-I13决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。故采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，可缩短第十一电容C11的第一端的电压升高至第二预设电压Vc1的充电时间，延长第十一电容C11的第一端的电压下降至第三预设电压Vc2的放电时间，进而减小第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比，减小电源转换电路110的第一输入端的输入的能量，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。相比于采用闭环控制芯片实现开路保护，可以降低成本。

可选的，继续参见图6，在上述实施例的基础上，该控制电路包括555定时器141、第十四电容C14和第十五电容C15，其中555定时器141包括第一引脚GND2、第二引脚TRIG2、第三引脚OUT5、第四引脚RST2、第五引脚CV2、第六引脚THRS2、第七引脚DIS12和第八引脚VCC2，第三引脚OUT5与控制模块的第二输出端电连接，第二引脚TRIG2，以及第六引脚THRS2均与控制电路的触发端电连接，第七引脚DIS12与控制模块的第二放电端电连接，第一引脚GND2接地，第四引脚RST2经第十四电容C14接地，第四引脚RST2与偏压电源130电连接，第五引脚CV2经第十五电容C15接地，第八引脚VCC2与偏压电源130电连接。具有相同标记的电气节点之间为电性连接，如N9，例如标有N9标记的端子之间为电性连接。

其中，若偏压电源130的输出电压为Vcc2，则第二预设电压为(2/3)Vcc2，第二预设电压为(1/3)Vcc2。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。在上述实施例的基础上，继续参见图7，充放电外围电路120还包括第十七电阻R17和第十八电阻R18，第十七电阻R17的第一端与充放电外围电路120的第一端N1电连接，第十七电阻R17的第二端，第十八电阻R18的第一端，以及充放电外围电路120的第三端N3，均与充放电外围电路120的第四端N4电连接，第十八电阻R18的第二端与充放电外围电路120的第二端N2电连接。

其中，如图7所示，当电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12接有负载时，即第一补偿电流I13很小，近似为零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第十八电阻R18和第十七电阻R17，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第十八电阻R18的阻值和第十七电阻R17的阻值决定第一充电电流I11的大小，进而由第一充电电流I11决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十七电阻R17，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12，第十七电阻R17的阻值决定第一放电电流I12的大小，使第十一电容C11处于放电状态，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，故由第一放电电流I12决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。

其中，如图7所示，当电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12未接有负载时，即第一补偿电流I13将大于零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第十八电阻R18和第十七电阻R17，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，采样模块的第三输出端经第十七电阻R17向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，进而由和电流I11+I13决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十七电阻R17，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12，第十一电阻R11的阻值决定第一放电电流I12的大小，使第十一电容C11处于放电状态(此时，偏压电源130通过第十八电阻R18，向第二芯片的第二放电端输入第一充电电流I11，采样模块的第三输出端向第二芯片的第二放电端输入第一补偿电流I13，故不影响第十一电容C11的放电时间)，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，故第一放电电流I12决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。故采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，可缩短第十一电容C11的第一端的电压升高至第二预设电压Vc1的充电时间，进而减小第二芯片的第四输出端输出的脉冲信号的占空比，减小电源转换电路110的第一输入端的输入的能量，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。图8为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图。在上述实施例的基础上，如图8所示，充放电外围电路120还包括第十九电阻R19、第二十电阻R20、和第二十一电阻R21，第十九电阻R19的第一端、第二十电阻R20的第一端，以及第二十一电阻R21的第一端均与充放电外围电路120的第四端N4电连接，第二十电阻R20的第二端与充放电外围电路120的第三端N3连接，第二十一电阻R21的第二端与充放电外围电路120的第二端N2电连接。

其中，如图8所示，当电源转换电路110的正极输出端Out11和负极输出端Out12接有负载时，即第一补偿电流I13将很小，近似为零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第二十一电阻R21和第十九电阻R19，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，进而由第一充电电流I11决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十九电阻R19和第二十电阻R20，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12，同时偏压电源130通过第二十一电阻R21和第十九电阻R19，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第一放电电流I12大于第一充电电流I11，使第十一电容C11处于放电状态，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，故由和电流I12-I11决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。

其中，如图8所示，当电源转换电路的正极输出端Out11和负极输出端Out12未接有负载时，即第一补偿电流I13将大于零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第二十一电阻R21和第十九电阻R19，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第十三电阻R13的阻值决定第一充电电流I11的大小，采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，进而由和电流I11+I13决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十九电阻R19和第二十电阻R20，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12，同时偏压电源130通过第二十一电阻R21和第十九电阻R19，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第一放电电流I12大于第一充电电流I11，使第十一电容C11处于放电状态，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，此外，采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，故和电流I12-I11-I13决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。故采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，可缩短第十一电容C11的第一端的电压升高至第二预设电压Vc1的充电时间，延长第十一电容C11的第一端的电压下降至第三预设电压Vc2的放电时间，进而减小第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比，减小电源转换电路110的第一输入端的输入的能量，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。相比于采用闭环控制芯片实现开路保护，可以降低成本。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。图9为本实用新型实施例提供的又一种开关变换器的结构示意图。在上述实施例的基础上，如图9所示，采样模块还包括第十三二极管D13，第十三电容C13的第二端，以及第十二二极管D12的阴极均与第十三二极管D13的阳极电连接，第十三二极管D13的阴极经第十五电阻R15与采样模块的第三输出端电连接，或者，如图8所示，第十五电阻R15的第二端与第十三二极管D13的阳极电连接，第十三二极管D13的阴极与采样模块的第三输出端电连接。

其中，第十三二极管D13可以限制第一补偿电流I13的方向仅为从采样模块的第三输出端流入充放电外围电路120的第四端N4。

可选的，在上述实施例的基础上，继续参见图9，采样模块还包括第二十二电阻R22，其中，第二十二电阻R22与第十三电容C13并联。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。在上述实施例的基础上，继续参见图9，充放电外围电路120的第一端N1与第四端N4电连接；充放电外围电路120还包括第十四电阻R14和第十六电阻R16，第十四电阻R14的第一端与充放电外围电路120的第一端N1电连接，第十四电阻R14的第二端，以及第十六电阻R16的第一端均与充放电外围电路120的第三端N3电连接，第十六电阻R16的第二端与充放电外围电路120的第二端N2电连接。

其中，如图9所示，当电源转换电路的正极输出端Out11和负极输出端Out12接有负载时，即第一补偿电流I13将很小，近似为零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第十六电阻R16和第十四电阻R14，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，进而由第一充电电流I11决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十四电阻R14，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12(此时，偏压电源130通过第十六电阻R16，向第二芯片的第二放电端输入第一充电电流I11，不影响第十一电容C11的放电时间)，使第十一电容C11处于放电状态，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，故由第一放电电流I12决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。

其中，如图9所示，当电源转换电路的正极输出端Out11和负极输出端Out12未接有负载时，即第一补偿电流I13将大于零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第十六电阻R16和第十四电阻R14，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第十六电阻R16的阻值和第十四电阻R14的阻值决定第一充电电流I11的大小，采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，进而由和电流I11+I13决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十四电阻R14，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12(此时，偏压电源130通过第十六电阻R16，向第二芯片的第二放电端输入第一充电电流I11，不影响第十一电容C11的放电时间)，使第十一电容C11处于放电状态，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，此外，采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，故和电流I12-I13决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。故采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，可缩短第十一电容C11的第一端的电压升高至第二预设电压Vc1的充电时间，延长第十一电容C11的第一端的电压下降至第三预设电压Vc2的放电时间，进而减小第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比，减小电源转换电路110的第一输入端的输入的能量，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。相比于采用闭环控制芯片实现开路保护，可以降低成本。

本实用新型实施例提供又一种开关变换器。在上述实施例的基础上，继续参见图9，该充放电外围电路还包括第十四二极管D14，第十四二极管D14的阳极与第十四电阻R14的第二端电连接，第十四二极管D14的阴极与第十四电阻R14的第一端电连接。

其中，如图9所示，当电源转换电路的正极输出端Out11和负极输出端Out12接有负载时，即第一补偿电流I13将很小，近似为零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第十六电阻R16，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第十四二极管D14导通，第十四电阻R14相当于被导通的第十四二极管D14短路，第十六电阻R16的阻值决定第一充电电流I11的大小，进而由第一充电电流I11决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十四电阻R14，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12(此时，偏压电源130通过第十六电阻R16，向第二芯片的第二放电端输入第一充电电流I11，不影响第十一电容C11的放电时间)，第十四二极管D14关断，使第十一电容C11处于放电状态，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，故由第一放电电流I12决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。

其中，如图9所示，当电源转换电路的正极输出端Out11和负极输出端Out12未接有负载时，即第一补偿电流I13将大于零，当第二芯片控制第二放电端对地呈高阻态时，偏压电源130通过第十六电阻R16，向第十一电容C11输入第一充电电流I11，第十四二极管D14导通，第十四电阻R14相当于被导通的第十四二极管D14短路，采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，进而由和电流I11+I13决定第十一电容C11的第一端的电压从第三预设电压Vc2升高至第二预设电压Vc1的充电时间。当第二芯片控制第二放电端对地呈低阻态时，第十一电容C11通过第十四电阻R14，向第二芯片的第二放电端输出第一放电电流I12(此时，偏压电源130通过第十六电阻R16，向第二芯片的第二放电端输入第一充电电流I11，不影响第十一电容C11的放电时间)，第十四二极管D14关断，使第十一电容C11处于放电状态，第十一电容C11的第一端的电压将逐渐下降，此外，采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，故和电流I12-I13决定第十一电容C11的第一端的电压从第二预设电压Vc1下降至第三预设电压Vc2的放电时间。故采样模块的第三输出端向第十一电容C11输入第一补偿电流I13，可缩短第十一电容C11的第一端的电压升高至第二预设电压Vc1的充电时间，延长第十一电容C11的第一端的电压下降至第三预设电压Vc2的放电时间，进而减小第二芯片140的第四输出端Out4输出的脉冲信号的占空比，减小电源转换电路的第一输入端的输入的能量，避免开关变换器的输出开路时，输出电压无限升高，最终烧毁整个电路。相比于采用闭环控制芯片实现开路保护，可以降低成本。

本实用新型实施例提供一种应急镇流器。图10为本实用新型实施例提供的一种应急镇流器的结构示意图，如图10所示，该应急镇流器包括：变压器、采样模块4518和芯片控制模块5511。

其中，变压器包括第一电源4511、原边绕组组件L1、第一MOS开关4512、副边绕组组件L2、第一二极管4514、第一电容4513。

其中，第一电源4511的正极与原边绕组组件L1的第一端电连接，第一电源4511的负极与第一MOS开关4512的源极电连接，原边绕组组件L1的第二端与第一MOS开关4512的漏极电连接，副边绕组组件L2的第一端与第一二极管4514的阳极电连接，副边绕组组件L2的第二端与第一电容4513的第一端电连接，第一二极管4514的阴极与第一电容4513的第二端电连接，第一电容4513的两端作为应急镇流器的输出端，原边绕组组件L1的第一端与副边绕组组件L2的第二端为同名端。

采样模块4518，与变压器连接，用于采样副边绕组组件L2两端的第一电压。芯片控制模块5511，与采样模块电连接，与第一MOS开关4512的栅极电连接。采样模块4518还用于若采样的第一电压超过设定的第一阈值时，反馈第一电流至芯片控制模块5511。芯片控制模块5511用于根据第一电流，调整向第一MOS开关4512的栅极输入的驱动信号的占空比。

本实用新型实施例提供又一种应急镇流器。在上述实施例的基础上，继续参见图10，芯片控制模块5511包括：芯片5512、第二电阻5516、第五电容5517和第三电阻5518。

其中，芯片5512包括触发端TRIG、放电端DIS、供电端VCC和输出端OUT，芯片5512的触发端TRIG、第五电容5517的第一端，以及第二电阻5516的第一端，均与第三电阻5518的第一端电连接，芯片5512的放电端DIS与第二电阻5516的第二端电连接，芯片5512的供电端VCC与第三电阻5518的第二端电连接，芯片5512的输出端OUT与第一MOS开关4512的栅极(G1)电连接；第五电容5517的第二端接地，第二电阻5516的第一端与采样模块电连接。

本实用新型实施例提供又一种应急镇流器。在上述实施例的基础上，继续参见图10，采样模块4518包括：第三绕组组件L3、第二二极管4515、第二电容4516和第一电阻4517；芯片控制模块5511还包括：第三二极管5513第四电阻5519，其中，第三绕组组件L3的第一端与第二二极管4515的阳极电连接，第三绕组组件L3的第二端，以及第二电容4516的第一端均与第一电阻4517的第一端电连接，第二二极管4515的阴极，以及第二电容4516的第二端均与第一电阻4517的第二端电连接，第三绕组组件L3的第二端与原边绕组组件L1的第一端为同名端；第四电阻5519的第一端与第二电阻5516的第一端电连接，第四电阻5519的第二端与第三二极管5513的阴极电连接；第三二极管5513的阳极与第二电容4516的第二端电连接。

本实用新型实施例提供又一种应急镇流器。图11为本实用新型实施例提供的又一种应急镇流器的结构示意图，如图11所示，在上述实施例的基础上，采样模块4518包括：光电耦合器6513、第五电阻6511和钳压组件6512。

其中，光电耦合器6513包括光电二极管和三极管，光电耦合器6513的光电二极管的阳极与第一电容4513的第二端电连接，光电耦合器6513的光电二极管的阴极与第五电阻6511的第一端电连接，光电耦合器6513的三极管的集电极与第三电阻5518的第二端电连接，光电耦合器6513的三极管的发射极与第三电阻5518的第一端电连接，第五电阻6511的第二端与钳压组件6512的第一端电连接，钳压组件6512的第二端与第一电容4513的第二端电连接。

可选的，钳压组件6512为压敏电阻、瞬态抑制二极管或稳压二极管。

可选的，在上述实施例的基础上，继续参见图10或图11，芯片控制模块5511还包括：第三电容5514和第四电容5515，芯片5512还包括复位端RST和控制端CV，其中，芯片5512的复位端RST经第三电容5514接地，芯片5512的控制端CV经第四电容5515接地。

在一些实施例中，若将如图10的应急镇流器设计成开环控制的架构时(即应急镇流器的输出电压无反馈信号)，在负载开路的情况下，会导致该应急镇流器的输出电压一直上升，进而烧毁镇流器。另外，还有些型号的应急镇流器使用专用的集成芯片来对输出电压进行控制，这样的电路设计，导致控制电路很复杂，而且使用的元器件数量多，影响镇流器的信赖性。其成本比较高不利于大规模的推广。

为了解决上述问题，本新型另一实施例提出一种带有开路保护的应急镇流器方案，其机理：应急镇流器具有，变压器，采样模块；芯片控制模块；该变压器包含有原边绕组组件L1，副边绕组组件L2；副边绕组组件L2一端电性连接电压检测电路，进而电性连接LED直管灯的一端，副边绕组组件L2的另一端电性连接LED直管灯的另一端；该采样模块包含有绕组L3，绕组L3与副边绕组组件L2餐绕在一侧；通过绕组L3采样副边绕组组件L2的电压，若采样的电压超过设定的阈值时，反馈至芯片控制模块，通过芯片控制模块调整与原边绕组组件L1电连接的MOS开关的开关频率。进而控制副边侧输出的电压，从而实现开路保护的目的。其电路拓扑如图10所示。接下来描述如图10所示的带有开路保护的应急镇流器方案；

应急镇流器具有，变压器，该变压器具有：

原边侧单元、副边侧单元，该原边侧单元包含有，第一电源4511、原边绕组组件L1、第一MOS开关4512；第一电源4511的正极电性连接原边绕组组件L1的一端，第一电源4511的正极电性连接第一MOS开关4512的栅极及接地端，第一MOS开关4512的漏极电性连接原边绕组组件L1的一端的另一端；副边侧单元，包含有，副边绕组组件L2、第一二极管4514、第一电容4513，副边绕组组件L2的一端电性连接二极管4514的阳极，二极管4514的阴极电性连接第一电容4513的一端，第一电容4513的另一端极电性联系副边绕组组件L2的另一端；第一电容4513的两端构成应急镇流器输出端V1，V2；

采样模块4518，包含有：第三绕组组件L3、第二二极管4515，第二电容4516、第一电阻4517，第三绕组组件L3的一端电性连接第二二极管4515支路的阳极，第三绕组组件L3的另一端电性连接第二电容4516支路的一端；第二二极管4515支路的阴极电性连接第二电容4516支路的另一端及第一电阻4517支路的一端(即A端)，第一电阻4517支路的另一端电性连接第二电容4516支路的一端；

芯片控制模块5511；包含有，芯片5512、第三二极管5513、第三电容5514、第四电容5515、第二电阻5516、第五电容5517、第三电阻5518、第四电阻5519，芯片5512的接地端(GND)接地；芯片5512的输出端(OUT)电性连接MOS4512的触发端；芯片5512的触发端(TRIG)电性连接第二电阻5516支路的一端(B端)，第二电阻5516支路的另一端电性连接放电端(DIS)；芯片5512的复位端(RST)、芯片5512的控制端(CV)端分别电性连接第三电容5514、第四电容5515后接地；芯片5512的放电端(DIS)经由第二电阻5516支路电性连接第五电容5517支路后接地；芯片5512的供电端(VCC端)电性连接供电VCC及第三电阻5518支路的一端；第三电阻5518支路的另一端电性连接B端；

第三二极管5513支路的阳极电性连接A端，第三二极管5513支路的阴极电性连接第四电阻5519支路的一端，第四电阻5519支路的另一端电性连接B端。

接下来描述，上述实施例的动作；

若应急镇流器工作在正常状态，这时应急镇流器的输出V1，V2间的输出电压较低，通常低于某值(如低于100V，本实施中，V1，V2间电压60V～80V)。这时采样模块4518中的A点的采样对地电压低，第四电阻5519上流过微小的电流(可忽略)；

若应急镇流器异常时，这时应急镇流器的输出V1，V2较高(如超过300V)，这时采样模块4518中的A点的采样电压高，第四电阻5519上流过较大的电流；由于流过该较大的电流使得第五电容5517的放电时间变长，但第五电容5517的充电时间变短；相当于调整开关的占空比；进而MOS开关的截止时间延长。对变压器的输出侧而言，输出能量变小，输出电压不在升高，从而达到了开路保护的目的。

上述方案中，芯片5512的触发端(TRIG)电性连接第二电阻5516支路进而电性连接放电端DIS端，B端的电压处于1/3Vcc～2/3Vcc之间时触发DIS端。

若应急镇流器工作在正常状态(即输出的电压未超过设定的阈值)，A端的电压能小于1/3Vcc；若应急镇流器异常时，A点的电压能达到甚至超过1/2Vcc。

上述方案中，在应急镇流器处于正常状态时，芯片5512芯片的DIS端触发时(按照其预定的逻辑)正常放电；其波形如图12所示(如图12为应急镇流器处于正常状态时芯片中的TRIG端充放电及输出端OUT的时序图)，触发DIS端(及处于放电阶段)，OUT端输出低电平，未触发DIS(即充电阶段)，OUT端输出高电平，通过OUT端输出的高/低电平的控制MOS开关的导通/截止；在应急镇流器处于异常时其波形如图13所示(如图13为应急镇流器处于异常状态时芯片中的TRIG端充放电及输出端的时序图)；从时序可看出无论应急镇流器是否处于正常状态，芯片5512未触发芯片DIS端触(即第五电容5517充电所需的时间一致)，在处于异常时，由于有电流经B端流入DIS端这样相当于延长了第五电容5517的放电时间)，这样输出能量变小，输出电压不在升高，从而达到了开路保护的目的。

上述方案中，芯片控制模块选用具有时间调整功能的芯片(如555定时芯片)；进而控制MOS4512的截止时间。上述方案只需要简单的电阻、电容、即可实现延时作用。无需复杂的控制算法。上述方案中VCC的电压范围介于4.5V～16V。

通过上述的方案使得应急镇流器的开路电压限定在一定的值以下(如300V以下，具体的值可通行选取合适的参数决定)。

需要说明的是上述方案中，电路拓扑中显示的电子元器件，如电阻、电容、二极管、MOS开关等为该组件的等效图，在实际使用中可由多个按照一定的规则连接而成。

如图11所示为另一带有开路保护的应急镇流器实施方式的示意图；图11方案与图10所示的方案区别在于，采样模块采用光耦传感器。接下来详细描述其结构：

应急镇流器具有，变压器，采样模块；芯片控制模块；

该变压器包含有原边绕组组件L1，副边绕组组件L2；副边绕组组件L2一端电性连接第一二极管4514支路的阳极，第一二极管4514支路的阴极电性连接第一电容4513支路的一端，第一电容4513支路的另一端电性连接副边绕组组件L2的另一端；

该采样模块包含有光电耦合器6513，光电耦合器6513中的光电二极管的阳极侧电性连接第一二极管4514的阴极及第一电容4513支路的一端，光电二极管的阴极侧电性连接第五电阻6511支路的一侧，第五电阻6511支路的另一侧电性连接钳压组件6512支路的一端，钳压组件6512支路的另一端电性连接第一电容4513支路的另一端。光电耦合器6513中的三极管的集电极、发射极分别电性连接第三电阻5518支路的两端。

芯片控制模块5511，包含有，芯片5512、第三电容5514、第四电容5515、第二电阻5516、第五电容5517、第三电阻5518，芯片5512的供电端(VCC端)电性VCC及光电耦合器6513中的三极管的集电极；芯片5512的放电端(DIS端)电性连接第二电阻5516的一端，第二电阻5516的另一端电性连接光电耦合器6513中的三极管的集电极端；芯片5512的THRS端电性连接第二电阻5516支路的另一端，光电耦合器6513中的三极管的发射极端经第五电容5517电性接地；芯片5512的接地端(GND端)电性接地；芯片5512的复位端(RST)经第三电容5514电性接地；芯片5512的控制端(CV)经第四电容5515电性接地；芯片5512的触发端(TRIG)电性连接THRS端；芯片5512的输出端(OUT)电性连接第一MOS开关4512的触发端。

接下来描述，上述方案的动作，在正常工作时，输出端(V1，V2)输出的电压低于钳压组件6512的钳位电压，流过第五电阻6511的电流I1很小，可忽略；流经光电耦合器6513中的三极管集电极与发射极的电流I2很小。

若负载开路，输出端(V1，V2)输出的电压上升，超过钳压组件6512的阈值时，钳压组件6512导通，这样流过限流第五电阻6511的电流增加I1，使得光电耦合器6513二极管发光，流经光电耦合器6513中的三极管集电极与发射极的电流I2成比例的增加，电流I2补偿了第五电容5517通过第二电阻5516的放电电流，使得第五电容5517的放电时间加长，这样相应的加长了开关的关断时间(即开关占空比变小)，输出能量变小，副边侧输出能量相应的变小，输出电压不再升高，从而实现开路保护。

上述方案中，钳压组件6512为压敏电阻、TVS(Transient Voltage Suppressor二极管，又称为瞬态抑制二极管)、稳压二极管。钳压组件6512的触发阈值选取100V～400V,较佳的选取150V～350V。本实施例中选取300V。

上述方案中，第五电阻6511主要其限流作用，其阻值选取20K欧姆～1M欧姆，较佳的选取20K欧姆～500KM欧姆，本实施例中选取50K欧姆。

上述方案中，第三电阻5518主要其限流作用，其阻值选取1K欧姆～100K欧姆，较佳的选取5K欧姆～50KM欧姆，本实施例中选取6K欧姆。

上述方案中，第五电容5517，其容值选取1nF～1000nF，较佳的选取1nF～100nF，本实施例中选取2.2nF。

上述方案中，第四电容5515，其容值选取1nF～1pF，较佳的选取5nF～50nF，本实施例中选取10nF。

上述方案中，第一电容4513，其容值选取1uF～100uF，较佳的选取1uF～10uF，本实施例中选取4.7uF。

图10，图11方案中，应急镇流器中包含的直流电源可是电池或超级电容。在上述方案仅揭示了应急镇流器的工作的方案，其包含的直流电源可通过BMS(电池管理系统)进行管理，在普通阶段进行充电。或直接省略BMS，在普通照明阶段对直流电源进行充电。通过选取合适的元器件参数，是的以较小的电流进行充电(不超过300mA的电流)

采用该方案的应急镇流器，其电路拓扑简单，且无需专用集成芯片。使用较少的组件实现开路保护。提高镇流器的信赖性。

另外该方案的应急镇流器，其电路拓扑为输出隔离型。降低漏电流的隐患。

上述图10，图11方案的机理在于，利用检测模块，采样输出端的电压(电流)信息，若检测的信息超过设定的阈值时，通过延长控制芯片放电端的放电时间，延长开关的关断时间，来调整开关的占空比(对控制芯片而言，其放电端(DIS，THRS)的工作电压介于1/3VCC～2/3VCC，工作的第五电容5517的充电时间未变，放电时间变长)，对变压器的输出侧而言，输出能量变小，输出电压不在升高，从而达到了开路保护的目的。

如图12，13所示，为控制芯片的OUT初始输出高电平，与放电端触发的时序图。如图12，为应急镇流器工作在正常状态时的时序图；如图13，为应急镇流器工作在异常(如：负载开路)状态时的时序。控制芯片的OUT端初始输出高电平，这时未触发放电端(第五电容5517充电)；触发放电端时(第五电容5517放电)，OUT端初始输出低电平。通过OUT端的信号控制第一MOS开关4512导通/截止。

注意，上述仅为本实用新型的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本实用新型不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整、相互结合和替代而不会脱离本实用新型的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本实用新型进行了较为详细的说明，但是本实用新型不仅仅限于以上实施例，在不脱离本实用新型构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本实用新型的范围由所附的权利要求范围决定。