一种带有有源箝位的软开关型单级式高频隔离整流器的制作方法

本发明涉及AC/DC整流器技术领域，尤其是一种带有有源箝位的软开关型单级式高频隔离整流器。

背景技术：

在电动汽车(EV)电池充电、数据中心直流供电系统等应用领域中需要将电能从交流电转换为直流电。单相可功率因数校正(PFC)的整流器通常用于低功率场合，例如功率小于5kW，在更高的功率场合，必须采用三相PFC整流器。三相整流器根据是否具有直流侧电感可以分为两大类：电流源型和电压源型整流器；根据是否存在高频隔离变压器又可以分为隔离型和非隔离型。

由三相桥式电路构成的非隔离三相电压源型整流器，在整流工作时直流侧呈升压特性，三相380V交流电压经其变换后直流电压通常达600～800V，通常需要通过隔离变压器或者在后级加DC/DC变换器进行降压后才能接到低压直流母线上。此外，电压源型 AC/DC变换器的整流模式是升压(boost)类型，存在启动冲击问题，需要在功率传输路径中加入启动限流措施，影响变换器效率和功率密度，同时，升压型电路在空载或轻载工作时，系统的闭环控制也存在较大的难度，难以兼顾控制的稳定性和快速动态响应特性。

隔离型整流器通常需要两级式结构，一种是在前级加入工频隔离变压器，这会导致变换器整体体积重量大、成本高；另一种是在后级加入高频隔离双向DC/DC变换器，但是两级式功率变换对系统效率有很大的负面影响，并且现有的高频隔离双向DC/DC 变换器宽电压变化范围条件下的特性较差，这种变换器难以适应宽输入输出电压变化的应用需求。

此外，单级式高频隔离整流器中高频变压器漏感的存在会与副边高频整流桥的寄生电容发生谐振现象，导致副边整流器的电压应力为两倍的副边输出电压平均值，进而使得整流器的输出电压设计值小于一半的整流二极管的电压应力。因此，单级式高频隔离整流器无法实现宽范围的电压输出。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于，提供一种带有有源箝位的软开关型单级式高频隔离整流器，能够解决现有技术中三相整流器将三相380V交流电压变换为低压直流电压时必须采用两级结构的问题，同时实现电气隔离。

为解决上述技术问题，本发明提供一种带有有源箝位的软开关型单级式高频隔离整流器，包括：三个交流侧电感、三个交流侧电容、三相不控整流全桥、三个双向开关、正母线单相全桥、负母线单相全桥、两个隔离变压器、单相不控整流全桥、箝位电路、直流侧滤波电感和直流侧滤波电容；三个交流侧电感一端分别连接到三相交流电源输入，另一端分别连接到三个交流侧电容，三个交流侧电容采用星形连接，三相不控整流全桥的三个桥臂中点分别连接到三个双向开关，三个双向开关的另一端同时连接到一个相同的节点Y，三相全桥的正直流母线节点p与节点Y分别连接到正母线单相全桥的公共输入侧，同时节点Y与三相全桥的负直流母线节点n分别连接到负母线单相全桥的公共输入侧，正母线单相全桥的两组桥臂中点输出连接到隔离变压器T1的原边，负母线单相全桥的两组桥臂中点输出连接到隔离变压器T2的原边，隔离变压器T1和T2的副边按照同名端顺向串联，变压器串联后的输出端连接到单相整流全桥的两组桥臂中点，单相整流全桥的一个公共输出端口连接到箝位电路支路以及直流侧滤波电感，直流侧滤波电感的另一端为变换器的正直流母线端口，母线接口同时与直流侧滤波电容的一端连接，直流侧滤波电容的另一端为变换器的负直流母线端口，负直流母线接口同时还与单相整流全桥以及箝位电路的另一个公共输出端口相连。

优选的，三相不控整流全桥由六个二极管组成，第一二极管Da+的阳极与第二二极管Da-的阴极相连作为一个桥臂，第三二极管Db+的阳极与第四二极管Db-的阴极相连作为一个桥臂，第五二极管Dc+的阳极与第六二极管Dc-的阴极相连作为一个桥臂，第一二极管Da+、第三二极管Db+、第五二极管Dc+的阴极相连作为三相全桥的正直流母线节点 p，第二二极管Da-、第四二极管Db-、第六二极管Dc-的阳极相连作为三相不控整流全桥的负直流母线节点n。

优选的，三个双向开关由六个开关管组成，第三开关管Sya+的发射极与第二开关管 Sya-的发射极相连组成一个双向开关，第三开关管Syb+的发射极与第四开关管Syb-的发射极相连组成一个双向开关，第五开关管Syc+的发射极与第六开关管Syc-的发射极相连组成一个双向开关。

优选的，正母线单相全桥由四个开关管组成，第七开关管Sp1的发射极与第八开关管Sp2的集电极相连作为一个桥臂，第九开关管Sp3的发射极与第十开关管Sp4的集电极相连作为一个桥臂，第七开关管Sp1的集电极与第九开关管Sp3的集电极相连作为正母线单相全桥的正直流节点与三相全桥的正直流母线节点p相连，第八开关管Sp2的发射极与第十开关管Sp4的发射极相连作为正母线单相全桥的负直流节点与双向开关的公共节点Y相连。

优选的，负母线单相全桥由四个开关管组成，第十一开关管Sn1的发射极与第十二开关管Sn2的集电极相连作为一个桥臂，第十三开关管Sn3的发射极与第十四开关管Sn4的集电极相连作为一个桥臂，第十一开关管Sn1的集电极与第十三开关管Sn3的集电极相连作为负母线单相全桥的正直流节点与双向开关的公共节点Y相连，第十二开关管Sn2的发射极与第十四开关管Sn4的发射极相连作为负母线单相全桥的负直流节点与三相全桥的负直流母线节点n相连。

优选的，单相整流全桥由四个二极管组成，第七二极管Dd1的阳极与第八二极管Dd2的阴极相连作为一个桥臂，第九二极管Dd3的阳极与第十二极管Dd4的阴极相连作为一个桥臂，第七二极管Dd1的阴极与第九二极管Dd3的阴极相连作为单相整流全桥的正直流侧节点，第八二极管Dd2的阳极与第十二极管Dd4的阳极相连作为单相整流全桥的负直流侧节点。

优选的，箝位电路由一个开关管与一个电容组成，第十五开关管Sau的发射极作为箝位电路的正节点，第十五开关管Sau的集电极与吸收电容Cau相连，吸收电容的另一端作为箝位电路的负节点；或第十五开关管Sau的集电极作为箝位电路的负节点，第十五开关管Sau的发射极与吸收电容Cau相连，吸收电容的另一端作为箝位电路的正节点。

优选的，开关管均由一个单向开关管和一个二极箮并联组成，并联时单向开关管的发射极与二极管的阳极相连，单向开关管的集电极与二极管的阴极相连。

优选的，二极管为IGBT的反并二极管或者MOSFET的寄生二极管。

优选的，双向开关的控制信号由锁相环提供的角度进行判断，将一个电网周期的电压分为六个扇区进行判断控制。

带有有源箝位的软开关型单级式高频隔离整流器中正母线全桥与负母线全桥采用移相软开关工作方式，正母线全桥和负母线全桥的二组桥臂的控制采用移相控制，每组桥臂的上下管驱动信号互补，一组桥臂的控制信号滞后于另一组桥臂一定相位(控制信号超前的桥臂称为超前桥臂，控制信号滞后的桥臂称为滞后桥臂)，且正母线全桥与负母线全桥的滞后桥臂驱动逻辑同步，超前桥臂驱动对滞后桥臂驱动之间进行移相控制，即两组移相全桥的移相脉冲左对齐。

带有有源箝位的软开关型单级式高频隔离整流器，其箝位开关的控制信号逻辑是在两组移相全桥同时开始传递功率时打开，在两组移相全桥停止一起传递功率时关断。

带有有源箝位的软开关型单级式高频隔离整流器中高频变压器漏感造成占空比丢失的补偿方式是根据当前直流电感上的电流信息idc对控制器产生的正负母线全桥的控制移相角进行自适应补偿。

本发明的有益效果为：本发明采用电流源型AC/DC结构，实现了buck型的整流模式，避免了以往boost整流模式的启动冲击问题，同时解决现有技术中三相AC/DC整流器将三相380V交流电压变换为低压直流电压时必须采用两级结构的问题，同时实现电气隔离；有源箝位电路的设计吸收了高频变压器的漏感与高频整流二极管产生的谐振电压，拓宽了整流器的直流电压输出范围；拓扑中的采用了移相全桥结构可以实现高频开关功率器件的软开关，实现了较高的效率；同时，移相角自适应补偿策略弥补了采用移相全桥控制占空比丢失产生的输入交流电流畸变的问题；此外，本发明还具有网侧电流正弦度好、网侧功率因数高、电能传输高效的特点。

附图说明

图1为本发明的结构示意图。

图2为本发明实施例中的控制框图。

图3为本发明交流侧电压的扇区划分示意图。

图4为本发明通过扇区选择结构后的关键支路与节点的电压与电流波形示意图。

图5(a)为本发明整流器传递功率的状态1示意图。

图5(b)为本发明整流器传递功率的状态2示意图。

图5(c)为本发明整流器传递功率的状态3示意图。

图5(d)为本发明整流器传递功率的状态4示意图。

图6为本发明整流器中移相全桥的移相角度、输入电流与变换器的功率状态之间的关系示意图。

图7为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的驱动逻辑示意图。

图8(a)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的等效简化电路示意图。

图8(b)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的模态0示意图。

图8(c)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的模态1示意图。

图8(d)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的模态2示意图。

图8(e)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的模态3示意图。

图8(f)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的模态4示意图。

图8(g)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的模态5示意图。

图8(h)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的模态6示意图。

图8(i)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的模态7示意图。

图8(j)为本发明整流器移相全桥实现软开关过程的模态8示意图。

具体实施方式

如图1所示，一种带有有源箝位的软开关型单级式高频隔离整流器，包括：三个交流侧电感、三个交流侧电容、三相不控整流全桥、三个双向开关、正母线单相全桥、负母线单相全桥、两个隔离变压器、单相不控整流全桥、箝位电路、直流侧滤波电感和直流侧滤波电容；三个交流侧电感一端分别连接到三相交流电源输入，另一端分别连接到三个交流侧电容，三个交流侧电容采用星形连接，三相不控整流全桥的三个桥臂中点分别连接到三个双向开关，三个双向开关的另一端同时连接到一个相同的节点Y，三相全桥的正直流母线节点p与节点Y分别连接到正母线单相全桥的公共输入侧，同时节点Y 与三相全桥的负直流母线节点n分别连接到负母线单相全桥的公共输入侧，正母线单相全桥的两组桥臂中点输出连接到隔离变压器T1的原边，负母线单相全桥的两组桥臂中点输出连接到隔离变压器T2的原边，隔离变压器T1和T2的副边按照同名端顺向串联，变压器串联后的输出端连接到单相整流全桥的两组桥臂中点，单相整流全桥的一个公共输出端口连接到箝位电路支路以及直流侧滤波电感，直流侧滤波电感的另一端为变换器的正直流母线端口，母线接口同时与直流侧滤波电容的一端连接，直流侧滤波电容的另一端为变换器的负直流母线端口，负直流母线接口同时还与单相整流全桥以及箝位电路的另一个公共输出端口相连。

图1为软开关型单级式高频隔离整流器的电路基本结构示意图，由三个交流侧电感、三个交流侧电容、三相不控整流全桥、三个双向开关、正母线单相全桥、负母线单相全桥、两个隔离变压器、单相整流全桥、箝位电路、直流侧滤波电感和直流侧滤波电容组成。图1中的Da+、Da-、Db+、Db-、Dc+、Dc-、Dd1、Dd2、Dd3、Dd4为二极管，Sya+、Sya-、 Syb+、Syb-、Syc+、Syc-、Sp1、Sp2、Sp3、Sp4、Sn1、Sn2、Sn3、Sn4、为开关管。每一个开关管均是由一个单向开关管与一个二极管并联而成，并联时单向开关管的发射极与二极管的阳极相连，集电极与二极管的管的阴极相连。并联的二极管可以是IGBT的反并二极管，也可以是MOSFET的寄生二极管。当开关频率较低时，采用普通的整流二极管；当开关频率较高时，采用快速恢复二极管或者肖特基二极管。

三相不控整流全桥的组成为：第一二极管Da+的阳极与第二二极管Da-的阴极相连作为一个桥臂，第三二极管Db+的阳极与第四二极管Db-的阴极相连作为一个桥臂，第五二极管Dc+的阳极与第六二极管Dc-的阴极相连作为一个桥臂，第一二极管Da+、第三二极管Db+、第五二极管Dc+的阴极相连作为三相全桥的正直流母线节点p，第二二极管Da-、第四二极管Db-、第六二极管Dc-的阳极相连作为三相不控整流全桥的负直流母线节点n。

三个双向开关的组成为：第一开关管Sya+的发射极与第二开关管Sya-的发射极相连组成一个双向开关，第三开关管Syb+的发射极与第四开关管Syb-的发射极相连组成一个双向开关，第五开关管Syc+的发射极与第六开关管Syc-的发射极相连组成一个双向开关。

三个交流侧电感一端分别连接到三相交流电源输入，另一端分别连接到三个交流侧电容、三相全桥的三个桥臂中点以及三个双向开关，三个双向开关的另一端同时连接到一个相同的节点Y，三个交流侧电容没有与电感连接的那一端共同连到同一节点。

正母线单相全桥的组成为：第七开关管Sp1的发射极与第八开关管Sp2的集电极相连作为一个桥臂，桥臂中点连接到变压器T1的同名端。第九开关管Sp3的发射极与第十开关管Sp4的集电极相连作为一个桥臂，桥臂中点连接到变压器T1的异名端。第七开关管 Sp1的集电极与第九开关管Sp3的集电极相连作为正母线单相全桥的正直流节点与三相全桥的正直流母线节点p相连。第八开关管Sp2的发射极与第十开关管Sp4的发射极相连作为正母线单相全桥的负直流节点与双向开关的公共节点Y相连。

负母线单相全桥的组成为：第十一开关管Sn1的发射极与第十二开关管Sn2的集电极相连作为一个桥臂，桥臂中点连接到变压器T2的同名端。第十三开关管Sn3的发射极与第十四开关管Sn4的集电极相连作为一个桥臂，桥臂中点连接到变压器T2的异名端。第十一开关管Sn1的集电极与第十三开关管Sn3的集电极相连作为负母线单相全桥的正直流节点与双向开关的公共节点Y相连。第十二开关管Sn2的发射极与第十四开关管Sn4的发射极相连作为负母线单相全桥的负直流节点与三相全桥的负直流母线节点n相连。

两个隔离变压器T1的异名端与T2的同名端相联，形成顺向串联，串联后形成两个输出端口。

单相整流全桥的组成为：第七二极管Dd1的阳极与第八二极管Dd2的阴极相连作为一个桥臂，桥臂中点连接到隔离变压器T1的同名端。第九二极管Dd3的阳极与第十二极管Dd4的阴极相连作为一个桥臂，桥臂中点连接到隔离变压器T2的异名端。第七二极管Dd1的阴极与第九二极管Dd3的阴极相连作为单相整流全桥的正直流侧节点，第八二极管Dd2的阳极与第十二极管Dd4的阳极相连作为单相整流全桥的负直流侧节点。

箝位电路的组成为：第十五开关管Sau的发射极作为箝位电路的正节点，第十五开关管Sau的集电极与吸收电容Cau相连，吸收电容的另一端作为箝位电路的负节点。

直流滤波支路的组成为：单相整流全桥的正直流侧节点与直流滤波电感以及箝位电路的正节点相连，直流滤波电感的另一端与直流滤波电容相连作为整流器的输出正极；单相整流全桥的负直流侧节点与直流滤波电容的另一端以及箝位电路的负节点相连，作为整流器的输出负极。

下面将以图1中的软开关型单级式高频隔离整流器为例，结合其余的图阐述变换器的工作原理。分析之前，有如下假设：1)所有开关管与二极管为理想器件；2)所有电感、电容、变压器为理想元件；3)电网的三相对称理想电网；4)直流侧滤波电感足够大，可视为理想电流源，idc为直流侧电流；5)直流侧滤波电容足够大，可视为理想电压源，Udc为直流侧电压。整流工作时，变换器交流侧为输入侧，接三相交流电压源，直流为输出侧，接负载。逆变时，变换器直流侧为输入侧，接直流电压源，交流侧为输出侧，接负载或者三相交流电压源。控制框图如图2所示，分为低频扇区选择控制以及可以实现软开关的高频全桥移相控制，高频移相控制所需移相角度的产生采用直流电压外环，直流电流内环的双调节器结构对两组移相全桥进行移相控制。直流外环的作用是维持直流母线电压稳定，直流电流内环的作用是快速跟踪负载变化，并可以限制输出功率。

图3给出了本发明中对三相电压的扇区划分示意，假设0角度时刻A相正弦电压 ua为最大值，π角度时刻A相正弦电压ua为最小值。B相电压滞后A相电压2π/3，C 相电压滞后B相电压2π/3。设定0-π/3为扇区1，后面以此类推。

三相不控整流桥与三个双向开关组成了本发明拓扑中的扇区选择开关，只在扇区切换时发生动作，各个扇区切换时开关管的开关状态如下表所示，其中1代表开通，0代表关断。

当低频扇区开关动作时，节点p与节点Y之间的电压Upy，以及节点Y与节点n之间的电压Uyn也在低频脉动周期变化，变换周期为三倍工频周期。当控制正母线电流ip，负母线电流in，以及电流差iY也按照图4中所示的低频脉动变化时可以实现变换器交流电流正弦度以及单位功率因数。如图5(a)、图5(b)、图5(c)和图5(d)所示，根据两组全桥传递功率的状态，可以分为四个状态，图5(a)中正母线全桥与负母线全桥一起传递功率；图5(b)中只有正母线全桥传递功率；图5(c)中只有负母线全桥传递功率；图5(d)中没有全桥传递功率。如图6所示，根据移相全桥假设θp为正母线全桥两组桥臂之间的移相角，θn为负母线全桥两组桥臂之间的移相角，由于直流侧的直流电感可以视为恒定直流源idc，正母线全桥的输入电流ip可以视作对直流电流idc的斩波电流，类似负母线全桥的输出电流in可以视作对直流电流idc的斩波电流。

下面将以扇区1为例，具体介绍两组高频全桥移相角的生成、超前滞后桥臂驱动生成逻辑以及箝位电路的驱动生成逻辑。在扇区1中，电流ip基波为A相电流，电流in基波为C相电流，电流iY基波为B相电流，根据平均值等效原理，任意开关周期的平均电流ip可以表示为：

其在k为隔离变压器变比。同理有

当任意时刻的电流ip以及in的周期平均值与交流侧电流顺时值相等时，即实现交流电流正弦度与单位功率因数控制，因此，在扇区1中三个移相角的表达式为：

其他五个扇区可以按照此方法类推。

得到两组移相全桥的移相角度后，两组全桥每个开关管以及箝位电路开关管的具体逻辑框图如图7所示。在每个开关周期内移相角宽度由调节器产生的参考与增计数到 TOP值得三角波比较获得，ref_p对应移相角θp，ref_n对应移相角θn，DT为产生桥臂上下开关管死区的一个固定值。一个功率传递周期内可以分为9个模态，如图8(a)、图8(b)、图8(c)、图8(d)、图8(e)、图8(f)、图8(g)、图8(h)、图8(i)和图8(j)所示，电路结构中的低频扇区选择模块被简化成两个电压源UpY和UYn。

模态0：t0时刻前，只有Sp1、Sp4、Sn1和Sn4处于导通状态,变压器副边电流流过二极管Dd1与Dd4。此时变换器的功率导通状态变为图5(a)所示。

模态1：t0-t1，Sn1关断。变压器原边电流从Sn1的沟道切换至Sn1与Sn2寄生结电容 Cn1和Cn2，并且Cn1充电，Cn2放电。当放电完毕时，变压器T2的原边电流切换至Sn2的体二极管。

模态2：t1-t2，Sn2开通。由于电流在模态1中切换至体二极管，因此，超前管Sn2零电压开通。此时变换器的功率导通状态变为图5(b)所示。

模态3：t2-t3，Sp1关断。变压器原边电流从Sp1的沟道切换至Sp1与Sp2寄生结电容 Cp1和Cp2，并且Cp1充电，Cp2放电。当放电完毕时，变压器T1的原边电流切换至Sp2的体二极管。

模态4：t3-t4，Sp2开通。由于电流在模态1中切换至体二极管，因此，超前管Sp2零电压开通。此时变换器的功率导通状态变为图5(d)所示。变压器副边电流流过二极管Dd1、Dd2、Dd3与Dd4，直流电感Ldc处于续流状态。

模态5：t4-t5，Sp4与Sn4同时关断。变压器T1的原边电流从Sp4的沟道切换至Sp3与Sp4寄生结电容Cp3和Cp4，变压器T2原边电流从Sn4的沟道切换至Sn3与Sn4寄生结电容Cn3和Cn4，此阶段Cp4充电，Cp3放电，Cn4充电，Cn3放电。当放电完毕时，变压器T1原边电流切换至Sp3的体二极管，变压器T2原边电流切换至Sn3的体二极管。

模态6：t5-t6，Sp3与Sn3以及箝位管Sau同时开通。由于电流在模态5中切换至体二极管，因此，滞后管Sp3与Sn3零电压开通。箝位电容在此刻接入高频整流器两端，增大了等效并联在副边变压器两端的电容值，漏感与寄生电容的谐振频率大大减小，在一个开关周期内不会谐振至两倍的平均输出电压。

模态7：t6-t7，Sp2、Sp3与Sn2、Sn3同时处于导通状态。变压器T1与T2电流完成了反向，此时副边二极管仍处于全部导通续流状态，变压器副边电流开始反向上升至输出电流值。

模态8：t7-t8，Sp2、Sp3与Sn2、Sn3同时处于导通状态。变压器副边电流已经反向上升至输出电流值，副边二极管Dd1与Dd4关断，此时，变换器的功率导通状态变为图5 (a)所示。t8时刻，箝位管关断，将箝位电容支路与主功率回路断开。

随后的模态将类似前面分析的9个模态，正负母线全桥的8个开关管均实现了零电压开通。

结合图7与图8(a)、图8(b)、图8(c)、图8(d)、图8(e)、图8(f)、图8(g)、图8(h)、图8(i)和图8(j)分析，在t5-t7阶段变压器的电流在完成反向过程，副边二极管都处于导通续流状态，此时输出的电压宽度比理想设定宽度窄，从而形成占空比丢失现象。因此采用图2控制框图中的自适应补偿算法，通过直流电流idc与变换器本身参数估算出需要补偿的移相角度θc，弥补占空比丢失现象造成的控制精度缺陷。