一种双管二次型DC/DC变换器及电子设备的制作方法

本实用新型实施例涉及电力电子变换器领域，更具体地说，涉及一种双管二次型DC/DC变换器及电子设备。

背景技术：

近年来，光伏、燃料电池等低压可再生能源发电系统、新能源电动汽车、不间断电源、航天航空电源的迅速发展，致使高增益升压直流变换器得到广泛关注。传统Boost变换器结构简单，易于实现，在中、小功率变换领域得到了较好的应用。由于，传统Boost变换器易受其元器件寄生参数的影响，在实际应用中，难以达到低压输入、高压输出场合中高效率转换的要求。为了使高增益升压直流变换器的实用性得到改善，现有技术中，提出了二次型DC/DC变换器，有效避免了传统Boost变换器在高增益变换场合中极限占空比的出现。同时，二次型DC/DC变换器还具有开关管电压应力低、输入电流连续等优点。

公布号为CN103633842A的中国发明专利，申请公开了一种单开关反向输出二次型宽增益变换器，提高了变换器的电压增益，但由于输入输出反向会带来严重的电磁干扰(EMI)。

公布号为CN105006965A的中国发明专利，申请公开了一种单管高增益直流升压变换电路，控制简单，输出电压增益宽。但电路的输出整流二极管电压应力为输出电压，在高压输出场合时，其两端承受的电压应力大，会导致二极管反向恢复特性差且二极管反向恢复损耗大，同时也会导致系统的电磁干扰 (EMI)严重。

公布号为CN108288912A的中国发明专利，申请公开了一种燃料电池系统用不对称升压单元的二次型DC-DC变换器，通过开关电容技术，可实现宽范围的电压输出。但由于该变换器升压单元不对称，会导致系统的散热分布不均匀而带来局部温度过高，不利于系统长时间稳定运行。同时，该变换器依旧存在着输出整流二极管电压应力大的问题。

由此可见，现有技术中二次型升压变换器存在着输入输出反向、输出二极管电压应力大、散热不均匀等问题。

技术实现要素：

本实用新型实施例要解决的技术问题在于，针对上述二次型升压变换器存在着输入输出反向、输出二极管电压应力大、散热不均匀等问题，提供一种新的双管二次型DC/DC变换器及电子设备。

本实用新型实施例解决上述技术问题的技术方案是，提供一种双管二次型 DC/DC变换器，该双管二次型DC/DC变换器包括低压升压单元、第一相次高压升压单元、第二相次高压升压单元、高压输出单元和控制单元；其中，所述低压升压单元用于将直流电源电压升压到第一预设电压，所述第一相次高压升压单元和第二相次高压升压单元分别连接到所述低压升压单元的正输出端和负输出端，且所述第一相次高压升压单元和第二相次高压升压单元分别通过所述高压输出单元与直流负载连接；所述第一相次高压升压单元包括第一开关管，所述第二相次高压升压单元包括第二开关管，所述控制单元分别与所述第一开关管和第二开关管的控制端连接，并向所述第一开关管、第二开关管输出脉冲宽度调制信号使所述第一相次高压升压单元和第二相次高压升压单元交替将所述第一预设电压转换为第二预设电压，并通过所述高压输出单元输出。

在本实用新型实施例所述的双管二次型DC/DC变换器中，所述低压升压单元与所述第一相次高压升压单元共用第一开关管，且所述低压升压单元还包括直流电源、第一电感、第一二极管、第二二极管和第一电容；其中，所述直流电源的正极经由所述第一电感、第二二极管连接到所述低压升压单元的正输出端，且所述第二二极管的阳极和阴极分别连接到第一电感和所述低压升压单元的正输出端；所述第一二极管的阳极连接到所述第二二极管的阳极，所述第一二极管的阴极经由第一开关管连接到所述低压升压单元的负输出端；所述第一电容并联连接在所述低压升压单元的正输出端和负输出端之间，所述低压升压单元的负输出端连接到所述直流电源的负极。

在本实用新型实施例所述的双管二次型DC/DC变换器中，所述第一相次高压升压单元还包括第一电容、第二电感、第三二极管和第二电容；其中，所述低压升压单元的正输出端经由第二电感和第三二极管连接到所述高压输出单元的正输出端，且所述第三二极管的阳极和阴极分别连接到所述第二电感和高压输出单元的正输出端；所述第二电容并联连接在所述高压输出单元的正输出端与所述低压升压单元的负输出端之间；

所述第二相次高压升压单元还包括第一电容、第三电感、第四二极管和第三电容；其中，所述低压升压单元的正输出端经由所述第三电容连接到所述高压输出单元的负输出端；所述第四二极管的阳极连接到所述高压输出单元的负输出端，所述第四二极管的阴极经由所述第三电感连接到所述低压升压单元的负输出端；所述第二开关管并联链接在所述低压升压单元的正输出端与第四二极管的阴极之间；

所述高压输出单元包括第一电容、第二电容、第三电容和负载；其中，所述负载并联链接在所述高压输出单元的正输出端和负输出端之间。

在本实用新型实施例所述的双管二次型DC/DC变换器中，所述控制单元分别向所述第一开关管的控制端输出第一脉冲宽度调制信号、向所述第二开关管的控制端输出第二脉冲宽度调制信号；其中：所述第一脉冲宽度调制信号与所述第二脉冲宽度调制信号具有相同的波形并相差180°。

在本实用新型实施例所述的双管二次型DC/DC变换器中，所述第一脉冲宽度调制信号的占空比大于0.5，且所述双管二次型DC/DC变换器在所述第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号控制下：

在第一时段，所述第一开关管、第二开关管开通，所述第一二极管导通，所述第二二极管、第三二极管、第四二极管关断；

在第二时段，所述第一开关管导通，所述第二开关管关断，所述第一二极管、第四二极管导通，所述第二二极管、第三二极管关断；

在第三时段，所述第一开关管、第二开关管开通，所述第一二极管导通，所述第二二极管、第三二极管、第四二极管关断；

在第四时段，所述第一开关管关断，所述第二开关管导通，所述第一二极管、第四二极管关断，所述第二二极管、第三二极管导通。

在本实用新型实施例所述的双管二次型DC/DC变换器中，所述第一脉冲宽度调制信号的占空比小于0.5，且所述双管二次型DC/DC变换器在所述第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号控制下：

在第五时段，所述第一开关管导通，所述第二开关管关断，所述第一二极管、第四二极管导通，所述第二二极管、第三二极管关断；

在第六时段，所述第一开关管、第二开关管均关断，所述第二二极管、第三二极管、第四二极管导通，所述第一二极管关断；

在第七时段，所述第一开关管关断，所述第二开关管导通，所述第一二极管、第四二极管关断，所述第二二极管、第三二极管导通；

在第八时段，所述第一开关管、第二开关管关断，所述第二二极管、第三二极管、第四二极管导通，所述第一二极管关断。

在本实用新型实施例所述的双管二次型DC/DC变换器中，所述第一开关管、第二开关管分别为IGBT；其中，所述第一开关管的集电极连接到所述第三二极管的阳极，所述第一开关管的发射极连接到所述低压升压单元的负输出端；所述第二开关管的集电极连接到所述第二二极管的阴极，所述第二开关管的发射极连接到所述第四二极管的阴极；

或所述第一开关管、第二开关管分别为MOSFET；其中，所述第一开关管的漏极连接到所述第三二极管的阳极，所述第一开关管的源极连接到所述低压升压单元的负输出端；所述第二开关管的漏极连接到所述第二二极管的阴极，所述第二开关管的源极连接到所述第四二极管的阴极。

本实用新型实施例还提供一种电子设备，包括如上所述的双管二次型 DC/DC变换器。

本实用新型实施例的一种双管二次型DC/DC变换器及电子设备，通过两相电路中的开关管交错控制向负载提供能量，不仅提高了变换器的电压增益，还降低了输出二极管的电压应力，提高了该变换器的功率等级，进一步拓宽了二次型升压变换器的应用领域，提高了其工程应用价值。

附图说明

图1是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器的电路示意图；

图2是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第一实施例的关键工作波形示意图；

图3是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第一实施例的第一工作模态的等效电路示意图；

图4是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第一实施例的第二工作模态的等效电路示意图；

图5是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第一实施例的第四工作模态的等效电路示意图；

图6是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第二实施例的关键工作波形示意图；

图7是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第二实施例的第五工作模态的等效电路示意图；

图8是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第二实施例的第六工作模态的等效电路示意图；

图9是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第二实施例的第七工作模态的等效电路示意图；

图10是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器、传统Boost 变换器的电压增益随占空比D变化的关系曲线示意图。

具体实施方式

为了使本实用新型实施例的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

如图1所示，是本实用新型实施例提供的一种双管二次型DC/DC变换器的电路示意图，该双管二次型DC/DC变换器适用于光伏、燃料电池等低压可再生能源发电系统、新能源电动汽车、不间断电源、航天航空电源等需要升压变换的场合。该双管二次型DC/DC变换器包括低压升压单元1、第一相次高压升压单元2、第二相次高压升压单元3、高压输出单元4和控制单元；其中，低压升压单元1用于将直流电源电压升压到第一预设电压，第一相次高压升压单元2 和第二相次高压升压单元3分别连接到低压升压单元1的正输出端和负输出端，且第一相次高压升压单元2和第二相次高压升压单元3分别通过高压输出单元4 与直流负载R连接；第一相次高压升压单元2包括第一开关管S1，第二相次高压升压单元包括第二开关管S2，控制单元分别与第一开关管S1和第二开关管S2的控制端连接，并向第一开关管S1、第二开关管S2输出脉冲宽度调制信号使第一相次高压升压单元2和第二相次高压升压单元3交替将第一预设电压转换为第二预设电压，并通过高压输出单元4输出。

本实施例的双管二次型DC/DC变换器，通过采用输入交错并联、输出并联技术，不仅提高了变换器的电压增益，降低了开关器件的电压应力，还提高了系统的功率等级。

具体地，上述低压升压单元1与第一相次高压升压单元2共用第一开关管S1，且低压升压单元1还包括直流电源Vin、第一电感L1、第一二极管D1、第二二极管D2和第一电容C1；其中，直流电源Vin的正极经由第一电感L1、第二二极管 D2连接到低压升压单元1的正输出端，且第二二极管D2的阳极和阴极分别连接到第一电感L1和低压升压单元1的正输出端；第一二极管D1的阳极连接到第二二极管D2的阳极，第一二极管D1的阴极经由第一开关管S1连接到低压升压单元 1的负输出端；第一电容C1并联连接在低压升压单元1的正输出端和负输出端之间，低压升压单元1的负输出端连接到直流电源Vin的负极。

上述第一相次高压升压单元2除包括第一开关管S1外，还包括第一电容C1、第二电感L2、第三二极管Do1和第二电容Co1；其中，低压升压单元1的正输出端经由第二电感L2和第三二极管Do1连接到高压输出单元4的正输出端，且第三二极管Do1的阳极和阴极分别连接到第二电感L2和高压输出单元4的正输出端；第二电容Co1并联连接在高压输出单元4的正输出端与低压升压单元1的负输出端之间。

上述第二相次高压升压单元3除包括第二开关管S2外，还包括第一电容C1、第三电感L3、第四二极管Do2和第三电容Co2；其中，低压升压单元1的正输出端经由第三电容Co2连接到高压输出单元4的负输出端；第四二极管Do2的阳极连接到高压输出单元4的负输出端，第四二极管Do2的阴极经由第三电感L3连接到低压升压单元1的负输出端；第二开关管S2并联链接在低压升压单元1的正输出端与第四二极管Do2的阴极之间。

高压输出单元4包括第一电容C1第二电容Co1、第三电容Co2和负载R；其中，负载R并联链接在高压输出单元4的正输出端和负输出端之间。

本实施例的双管二次型DC/DC变换器，针对现有技术中的输入输出反向，该实施例输入输出同向，有利于减轻系统的电磁干扰(EMI)。

上述第一开关管S1、第二开关管S2分别可采用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)时；其中，第一开关管S1的集电极连接到第三二极管Do1的阳极，第一开关管S1的发射极连接到低压升压单元1的负输出端；第二开关管S2的集电极连接到第二二极管D2的阴极，第二开关管S2的发射极连接到第四二极管Do2的阴极。

上述第一开关管S1、第二开关管S2也可分别采用MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)；其中，第一开关管S1的漏极连接到第三二极管Do1的阳极，第一开关管S1的源极连接到低压升压单元1的负输出端；第二开关管S2的漏极连接到第二二极管D2的阴极，第二开关管S2的源极连接到第四二极管Do2的阴极。

当然，在实际应用中，第一开关管S1、第二开关管S2也可采用其他类型开关管。

上述控制单元分别向第一开关管S1的控制端输出第一脉冲宽度调制信号、向第二开关管S2的控制端输出第二脉冲宽度调制信号；其中：第一脉冲宽度调制信号与第二脉冲宽度调制信号具有相同的波形并相差180°，即第一相次高压升压单元2与第二相次高压升压单元3中的第一开关管S1、第二开关管S2交替 180°运行，使第一相次高压升压单元2和第二相次高压升压单元3独立工作，故第一相次高压升压单元2中的第一开关管S1和第二相次高压升压单元3中的第二开关管S2不受彼此的约束，可工作在宽占空比范围(0<D<1)，简化了其驱动电路的设计。此外，第一相次高压升压单元2与第二相次高压升压单元3 为对称结构，器件的热量分布更加均匀，故有利于系统的散热。该双管二次型 DC/DC变换器采用两级升压、输出串联技术完成了高电压增益变换的过程，故该双管二次型DC/DC变换器的开关器件电压应力低。通过两相次高压升压部分共同向负载R提供能量，故提高了变换器的功率等级。因此，可在中、大功率场合中应用。

由以上分析可知，第一开关管S1、第二开关管S2均可自由工作在占空比D (0,1)的范围内，两者不相互制约。因在第一开关管S1、第二开关管S2的占空比D大于0.5和小于0.5时，开关模态有所区别，故在分析变换器工作原理时，需分成占空比D大于0.5和小于0.5两种情况进行分析，且由于占空比D等于0.5 时在实际工作中很难实现，所以本实用新型实施例不进行讨论。

如图2所示，是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第一实施例的关键工作波形示意图，在该实施例中，第一脉冲宽度调制信号的占空比大于0.5；第一电感L1、第二电感L2均工作电感电流连续模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下，在一个开关周期中有顺序执行的的4种工作模态，如图3-5所示。

如图3所示，是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第一实施例的第一工作模态的等效电路示意图，该第一工作模态工作在[t0-t1]即第一时段T1，在t0时刻，第一开关管S1、第二开关管S2开通，第一二极管D1导通，第二二极管D2、第三二极管Do1、第四二极管Do2关断。在输入电压源Vin的作用下，第一电感L1线性储能，第一电感L1电流iL1线性增加。在由第一电容C1、第二电感L2及第一开关管S1构成的闭合回路中，第一电容C1向第二电感L2释放能量，在该过程中可认为第一电容C1两端电压保持恒定，故第二电感L2电流iL2线性增加。同理，在由第一电容C1、第三电感L3及第二开关管S2构成的闭合回路中，第三电感L3电流iL3同样线性增加。可以看出，负载R所需能量由第一相次高压升压单元2中的第二电容Co1和第二相次高压升压单元3中的第三电容 Co2经输入电压源Vin提供，因此提高了变换器的功率等级。

如图4所示，是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第一实施例的第二工作模态的等效电路示意图，该第二工作模态工作在[t1-t2]即第二时段T2，第一开关管S1继续导通，第二开关管S2关断，第一二极管D1、第四二极管Do2导通，第二二极管D2、第三二极管Do1关断，电流流通路径如图4所示。在这个阶段，第一电感L1、第二电感L2继续线性储能，第一电感L1电流iL1、第二电感L2电流iL2继续增加。由于第四二极管Do2导通，为第一电容C1、第三电感L3给第三电容Co2充电提供了闭合回路，故第三电感L3电流iL3线性减小。

本实用新型实施例提供的的双管二次型DC/DC变换器中第一实施例的第三工作模态的控制过程重复第一工作模态的控制过程，等效电路如图3所示，该第三工作模态工作在[t2-t3]即第三时段T3，第一开关管S1、第二开关管S2开通，第一二极管D1导通，第二二极管D2、第三二极管Do1、第四二极管Do2关断。在输入电压源Vin的作用下，第一电感L1线性储能，第一电感L1电流iL1线性增加。在由第一电容C1、第二电感L2及第一开关管S1构成的闭合回路中，第一电容C1向第二电感L2释放能量，在该过程中可认为第一电容C1两端电压保持恒定，故第二电感L2电流iL2线性增加。同理，在由第一电容C1、第三电感L3及第二开关管S2构成的闭合回路中，第三电感L3电流iL3同样线性增加。

如图5所示，是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第一实施例的第四工作模态的等效电路示意图，该第四工作模态工作在[t3-t4]即第四时段T4，第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第一二极管D1、第四二极管Do2关断，第二二极管D2、第三二极管Do1导通。该模态中，第一电感L1向第一电容C1释放能量，第一电感L1电流iL1线性降低，由于第二电感L2向第二电容 Co1转移能量，第二电感L2电流iL2也线性降低。同时，第三电感L3电流iL3在第一电容C1放电的作用下线性增加。

如图6所示，是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第二实施例的关键工作波形示意图，在该实施例中，第一脉冲宽度调制信号的占空比小于0.5；第一电感L1、第二电感L2均工作在CCM模式下，在一个开关周期中有顺序执行的4种工作模态，如图7-9所示。

如图7所示，是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第二实施例的第五工作模态的等效电路示意图，该第五工作模态工作在[t0-t1]即第五时段T5，第一开关管S1导通，第二开关管S2关断，第一二极管D1、第四二极管Do2导通，第二二极管D2、第三二极管Do1关断。输入电压源Vin、第一电容C1分别给第一电感L1、第二电感L2充电储能，第一电感L1电流iL1、第二电感L2电流iL2线性增加。同时，第三电感L3向第三电容Co2转移能量，故第三电感L3电流 iL3线性减小。

如图8所示，是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第二实施例的第六工作模态的等效电路示意图，该第六工作模态工作在[t1-t2]即第六时段T6，第一开关管S1、第二开关管S2均关断，第二二极管D2、第三二极管 Do1、第四二极管Do2导通，第一二极管D1关断。第一电感L1电流iL1、第二电感 L2电流iL2、第三电感L3电流iL3均线性减小。

如图9所示，是本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第二实施例的第七工作模态的等效电路示意图，该第七工作模态工作在[t2-t3]即第七时段T7，第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第一二极管D1、第四二极管Do2关断，第二二极管D2、第三二极管Do1导通。第一电感L1电流iL1、第二电感L2电流iL2均线性降低，第三电感L3电流iL3线性增加。

本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器中第二实施例的第八工作模态的控制过程重复第六工作模态的控制过程，等效电路如图8所示，该第八工作模态工作在[t3-t4]即第八时段T8，第一开关管S1、第二开关管S2均关断，第二二极管D2、第三二极管Do1、第四二极管Do2导通，第一二极管D1关断。第一电感L1电流iL1、第二电感L2电流iL2、第三电感L3电流iL3均线性减小。

为了简化分析，在以下分析中不计损耗且第一电容C1、第二电容Co1、第三电容Co2非常大，其两端电压被认为恒定。

在第一开关管S1导通期间，如图3、4、7所示，此时满足以下关系式：

VL1-charge为第一电感L1的充电电压，Vin为电源电压，VL2-charge为第二电感L2的充电电压，VC1为第一电容C1两端电压。

在第一开关管S1关断期间，如图5、8、9所示，此时满足以下关系式：

VL1-discharge为第一电感L1的放电电压，Vin为电源电压，VC1为第一电容C1两端电压，VL2-discharge为第二电感L2的放电电压，VCo1第二电容Co1两端电压。

根据第一电感L1、第二电感L2的伏秒平衡原理，此时满足以下关系式：

由式(5)可得到第一电容C1两端电压VC1的表达式：

将式(7)代入式(6)中，可得到第二电容Co1两端电压VCo1的表达式：

在第二开关管S2导通期间，如图3、5、9所示，此时满足以下关系式：

VL3-charge为第三电感L3的充电电压，VC1为第一电容C1两端电压。

在第二开关管S2关断期间，如图4、7、8所示，此时满足以下关系式：

VL3-discharge第三电感L3的放电电压，VC1为第一电容C1两端电压，VCo2第三电容Co2两端电压。

根据第三电感L3的伏秒平衡原理并结合式(7)，可得到第三电容Co2两端电压的表达式：

根据式(7)、(8)、(11)，可得出输出电压Vo的表达式：

由式(12)，得出本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器的电压增益M：

式中，D为第一开关管S1、第二开关管S2的占空比。

图10为本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器、传统Boost变换器的电压增益随占空比D变化的关系曲线。可以看出，在占空比一致时，本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器的电压增益5明显大于传统 Boost变换器的电压增益6，可有效避免低压输入、高压输出场合中极限占空比的使用。此外，本实用新型实施例提供的的双管二次型DC/DC变换器在合适的开关管占空比范围内即可获得高电压增益，也有效避免了在极限占空比条件下元器件寄生参数对其转换效率的影响，在高电压增益变换的同时也获得了高效率转换，故本实用新型实施例提供的的双管二次型DC/DC变换器更具有研究意义与工程应用价值。

根据上述对本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器的工作原理分析，可求出第一开关管S1、第二开关管S2的电压应力VS1、VS2：

本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器，第一开关管S1、第二开关管S2的电压应力低，故可采用低耐压等级、低导通损耗的开关器件以降低导通损耗。

同理可求出第一二极管D1、第二二极管D2的电压应力VD1、VD2：

同理可求出第三二极管Do1、第四二极管Do2的电压应力VDo1、VDo2：

由式(17)可以看出，本实用新型实施例提供的双管二次型DC/DC变换器的输出二极管即第三二极管Do1、第四二极管Do2的电压应力均低于输出电压Vo，有利于改善二极管的工作环境、二极管的反向恢复特性，降低二极管的反向恢复损耗，有利于选择低耐压等级的二极管以降低硬件成本。

本实用新型实施例还提供一种电子设备，包括如上所述的双管二次型 DC/DC变换器。

以上所述，仅为本实用新型较佳的具体实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型实施例揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本实用新型实施例的保护范围之内。因此，本实用新型实施例的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。