用于控制蓄电器的电池充电器的方法与流程

本发明涉及一种用于控制对蓄电器的电池进行充电的充电器的方法，并且更确切地涉及一种用于控制单相输入充电设备的三相整流器的方法，该单相输入充电设备包括隔离的ac到dc(ac电流到dc电流)转换器。这种充电设备尤其适合于用作电动或混合动力机动车辆中的车载设备。

背景技术：

这些车辆配备有高压电池并且通常包括车载充电器，即，直接安装在车辆中的对电池进行充电的设备。这些充电设备的主要功能是从供电电网上可获得的电力对电池进行再充电。针对充电设备、并且最具体地针对车载充电器所追求的标准是高效、小体积、电隔离、可靠性良好、操作安全、电磁干扰发射较低、并且输入电流上的谐波水平较低。

此处采用的背景是单相输入充电设备的领域。图1展示了电动或混动车辆上车载的用于从单相电网30对该车辆的高压电池进行再充电的隔离充电设备10的已知拓扑结构，该车载充电设备10通过该电网的线路阻抗40连接到该单相电网。

为了实施具有电隔离的ac到dc转换功能，已知使用包括第一ac到dc转换器和第二dc到dc(dc电流到dc电流)转换器12的充电设备10，该第一ac到dc转换器具有功率因数校正(pfc)电路20以限制输入电流谐波，该第二dc到dc转换器用于调节负荷并且还用于为使用安全提供隔离功能。输入滤波器13常规地集成在车载充电设备10的输入端处，相对于三相电网30在pfc电路20的上游。

pfc电路20由集成控制器(未示出)控制，该集成控制器分析并校正实时电流相对于电压的波形。其通过与电压的整流正弦波进行比较从中推导出形状误差，并且其通过控制借助于高频切换的能量的量并将能量储存在电感器中来校正这些形状误差。更确切地说，其作用是在充电器的电源的输入端处实现非相移的且尽可能是正弦的电流。

对于pfc电路20，具体地从现有技术文献cn104811061中已知的是，实施具有三个开关的三电平三相整流器、通常被称为三相维也纳式整流器，如现有技术文献ep94120245和图2中所描述的。

特别是从功率因数校正的效率的角度来看，尤其是针对三相电网(但是能够转换为单相电网)选择此拓扑结构是尤其有利的。

在三相维也纳式整流器20中，单相输入电压源30经由电感器la、lb、lc链接到整流器20的开关臂a、b、c，每个臂a、b、c分别设置有功率开关单元sa、sb、sc。

这些功率开关单元sa、sb、sc各自被定位在电感器la,b,c与中心抽头o之间，该中心抽头在整流器20的两个输出电压vdch与vdcl之间，这两个输出电压分别同连接在中心抽头o与正电源线路h之间的第一输出电容器c1上的电压、以及连接在中心抽头o与负电源线路l之间的第二输出电容器c2上的电压相对应。

一般而言，为了控制这种维也纳式整流器20，测量电感器la、lb、lc上游的电压和电流ia、ib、ic以及整流器的输出端处的电压和电流，并且使用控制回路以生成控制这些开关sa、sb、sc的平均导通时间所需的占空比。

一种用于在单相控制的背景下施加确定的占空比的已知方法是：使用维也纳式整流器的三个臂中的单个臂，以及根据电流的符号将占空比施加到所讨论的臂的高压侧开关或低压侧开关。

然而，这种方法展现出的缺点是，由于只使用了一个臂，因此充电器的电子部件的使用失衡。另外，无意的电流变化(称为纹波)相对较显著，因此会限制输入线圈或自感器的大小。

因此，需要一种解决以上问题的用于施加针对三相维也纳式整流器确定的占空比的方法。

技术实现要素：

所提出的是一种用于控制连接到单相ac电网的电池充电器的方法，所述电池充电器包括具有维也纳式整流器的功率因数校正级，该维也纳式整流器是由三个桥臂形成的，这些桥臂各自在两个输出端之间延伸，每个桥臂与受控的高压侧开关和受控的低压侧开关相关联，这些高压侧开关和低压侧开关彼此相反地连接，

所述方法包括：实现要产生的电压的步骤，确定适合于控制该充电器的输入端处的正弦电流的占空比的步骤，以及施加所述占空比的步骤。

所述施加这些占空比的步骤包括：

-从这三个维也纳式整流器桥臂中选择用于施加这些占空比的第一臂和用于施加这些占空比的第二臂的步骤；以及

-在所述电网的同一个电周期期间施加这些占空比：

○当该电流的绝对值低于阈值时，使用这两个施加臂中的一个施加臂；以及

○当该电流的绝对值大于所述阈值时，联合使用这两个施加臂。

因此，可以通过在两个开关臂之间交替，同时减小无意的电流变化(称为纹波)来实现对充电器的电子部件(尤其是维也纳式整流器)的平衡使用，从而使得可以实现较小大小的输入线圈或自感器，并且因此减小了其体积及其成本。

此外，通过在电流值低于预定阈值电压时利用单个臂施加占空比来减小开关损耗。

有利地且非限制性地，在该电流的绝对值低于阈值时从施加占空比的这两个施加臂之中选择所述施加臂，以便在两个连续的电周期之间在第一施加臂与第二施加臂之间交替。如此，进一步改善了对维也纳式整流器的使用的总体平衡。

有利地且非限制性地，在由这两个施加臂联合施加这些占空比的情况下，当该电流变得大于该限制值时断开该第一施加臂的受控开关，而在与所施加的占空比值的一半相对应的时间之后断开该第二施加臂的受控开关。如此，避免了同时断开两个开关，从而确保了维也纳式整流器的可靠操作并且减小了电流上的纹波。

具体地，当要产生的电压为正时，该第一施加臂的受控断开的开关对应于该高压侧开关，而该第二臂的受控断开的开关对应于该低压侧开关。如此，受控开关的断开直接取决于要产生的电压的符号，从而可以实现相对简单的方法。

具体地，当要产生的电压为负时，该第一施加臂的受控断开的开关对应于该低压侧开关，而该第二臂的受控断开的开关对应于该高压侧开关。如此，受控开关的断开直接取决于要产生的电压的符号，从而可以实现相对简单的方法。

有利地且非限制性地，所述阈值在10a到20a之间，例如，15a。因此，可以在单相机动车辆充电器的背景下施加占空比。

本发明还涉及一种用于控制连接到单相ac电网的电池充电器的设备，所述电池充电器包括具有维也纳式整流器的功率因数校正级，该维也纳式整流器是由三个桥臂形成的，这些桥臂各自在两个输出端之间延伸，每个桥臂与受控的高压侧开关和受控的低压侧开关相关联，这些高压侧开关和低压侧开关被彼此相反地控制连接，

所述设备包括用于确定适合于控制该充电器的输入端处的正弦电流的占空比的装置，以及用于施加所述占空比的装置。

所述用于施加所述占空比的装置被设计成用于：

-从这三个维也纳式整流器桥臂中选择用于施加这些占空比的第一臂和用于施加这些占空比的第二臂；以及

-在所述电网的同一个电周期期间控制这些占空比的施加：

○当该电流的绝对值低于阈值时，使用这两个施加臂中的一个施加臂；以及

○当该电流的绝对值大于所述阈值时，联合使用这两个施加臂。

本发明还涉及一种包括连接到单相ac电网的电池充电器的蓄电组件，所述充电器包括具有维也纳式整流器的功率因数校正级，该维也纳式整流器是由三个桥臂形成的，这些桥臂各自在两个输出端之间延伸，每个桥臂与受控的高压侧开关和受控的低压侧开关相关联，这些高压侧开关和低压侧开关彼此相反地连接，该组件还包括如以上所描述的控制设备。

附图说明

在参照附图阅读通过指示而非限制性地给出的本发明的一个具体实施例的以下说明时，本发明的其他具体特征和优点将会变得明显，在附图中：

-图1是来自单相网络的蓄电组件的总体示意图；

-图2是现有技术中已知的维也纳式整流器的视图；

-图3包括三张图a、b和c，示出了在电周期期间根据本发明的两臂切换策略的时间序列；以及

-图4是根据本发明的一个实施例的维也纳式整流器的受控开关的电切换操作的示意性描绘以及输入电流的描绘。

具体实施方式

图2示出了现有技术中已知的本发明中所使用的三相维也纳式整流器20的结构。

三相维也纳式整流器2包括三个并联输入连接，这些输入连接各自通过串联感应线圈la、lb、lc耦合到单相电源30，并且各自链接到形成三相维也纳式整流器的第一开关臂、第二开关臂和第三开关臂的一对开关sa、sb、sc。

每一对开关sa、sb、sc包括由当相应输入电流ia、ib、ic为正时被驱动的第一相应开关sah、sbh、sch和当该相应输入电流为负时被驱动的第二相应开关sal、sbl、scl形成的头尾相接的串联连接。换言之，在开关支路上驱动的单个开关用于对电流进行斩波。这些开关由断开和闭合受控的半导体部件形成，诸如与二极管反向并联连接的sic-mos(碳化硅-金属氧化物半导体的缩写)晶体管。这种类型的半导体适合于很高的切换频率。开关sah、sbh、sch也被称为高压侧开关，并且开关sal、sbl、scl也被称为低压侧开关。

三相维也纳式整流器20还包括三个并联支路1、2和3，每个支路都具有两个二极管dah和dal、dbh和dbl、以及dch和dcl，这些二极管形成了六二极管三相电桥，从而允许进行单向能量传递并对从三相供电电网30取得的电流和电压进行整流。

三相维也纳式整流器20的每个输入端通过对应的并联输入连接而连接至位于同一个支路1、2和3的两个二极管之间的连接点。

支路1、2和3的两个公共端形成三相维也纳式整流器20的两个输出端子h和l(分别为正h和负l)，这两个输出端子旨在耦合至dc到dc设备12。

每个相的开关臂sa、sb和sc也各自分别连接在位于第一支路1、第二支路2和第三支路3的两个二极管之间的连接点a、b、c与三相维也纳式整流器20的输出电压vdch和vdcl的中心抽头o之间，这些输出电压分别同在三相整流器的正输出端子h与中心抽头o之间的输出电容器c1上的电压、以及在中心抽头o与三相整流器20的负输出端子l之间的输出电容器c2上的电压相对应。

根据图1中展示的整体拓扑结构，输出电容器c1、c2上的电压由连接在三相维也纳式整流器20的输出端处的充电设备的dc到dc转换器独立地控制。换言之，三相维也纳式整流器20的输出电压由dc到dc转换器12来控制。

插入充电器10的电源的输入端处的三相维也纳式整流器20承担充电器的功率因数的校正角色。这个角色使得可以防止由充电器产生的干扰电流(谐波)流经位于维也纳式整流器20上游的电网的阻抗。

通过具有固定切换频率等于140khz的可变占空比的六个pwm(脉冲宽度调制)控制信号来控制三相电网30的每个相的开关臂sa、sb和sc，这些控制信号由例如针对高采样频率的fpga处理装置(未示出)单独地设置。

因此，处理装置被设计成用于确定控制信号的占空比以对整流器的开关臂的开关进行切换，控制整流器的输入端处的正弦电流需要这些处理装置。

一旦控制器为了控制在整流器的输入端处的正弦电流而发出了要在臂a与臂c之间产生的电压vac，处理装置就可以确定要施加的占空比。

然后，控制在维也纳式整流器上对这些占空比的施加。

参照图4，在同一个电周期期间，该控制方法基于输入电流ia的值来施加占空比：部分地通过在电流ia(的绝对值)大于阈值时联合使用两个开关臂a、c(称为两臂控制策略)，并且部分地通过使用单个开关臂a或c(称为单臂控制策略)。

然而，为了施加占空比，该方法在三个开关臂a、b、c之中仅使用两个开关臂a、c(称为用于施加占空比的臂)，或者更简单地仅使用施加臂a或c。此外，能够用于单臂策略的开关臂a、c与用于两臂切换策略的开关臂相同。换言之，根据本发明，维也纳式整流器的开关臂之一b一直不会被用来施加占空比。这是相当简单的情况，因为单相电源仅具有2种连接：到相的连接以及中性连接。

特别地，使用在三相电源的背景下通常被链接到第一相和第三相的开关臂a、c。

因此，在该方法的初步步骤中，选择该方法所使用的两个开关臂a和c。尽管在这种情况下使用臂a和臂c似乎是最佳的，但是也可以设想使用另一种臂组合，诸如开关臂a和b、或b和c。

此外，对于同一个电周期，在周期开始和周期结束时的单臂策略将使用能够被使用的两个臂之中的同一个开关臂a或c。然而，对于两个连续的电周期，则在臂a与臂c之间进行交替。如此，第一臂用于第一电周期，然后第二臂用于下一个周期，接着再次第一臂用于第三电周期。

因此，下文中不再描述开关臂b的开关sbh、sbl的状态，应该理解的是，在所描述的方法中，一直不会对这些开关进行控制(即，这些开关保持在断开的静止位置)。

参照图4，在使用单臂策略施加占空比的背景下，在电周期开始和该周期结束使用第一施加臂的情况下，当电流ia的绝对值低于预定电流阈值(该阈值例如在10a到20a之间，例如15a)时，闭合臂c的2个开关，并且：

-如果电流ia为正，则利用开关sah使用确定的占空比进行斩波；并且

-如果电流ia为负，则利用开关sal进行斩波。

因此，当电流ia为正并且开关sah闭合时，线圈la和lc储存能量。当电流ia为正并且开关sah断开时，电流流入二极管dah、电容器c1和包含开关sch和scl的开关支路。

当电流ia为负并且开关sal闭合时，线圈la和lc储存能量。当电流ia为负并且开关sal断开时，电流流入包含开关sch和scl的开关支路、电容器c2和二极管dal。

类似地，对于单臂策略，在使用第二施加臂c的情况下，闭合第一施加臂a的开关，并且利用第二施加臂c的开关根据电流ic的符号进行斩波，即，与电流ia相反：

-如果电流ic为正，则利用开关sch使用确定的占空比进行斩波；并且

-如果电流ic为负，则利用开关scl进行斩波。

因此，当电流ic为正并且开关sch闭合时，线圈la和lc储存能量。当电流ic为正并且开关sch断开时，电流流入二极管dch、电容器c1和包含开关sah和sal的开关支路。

当电流ic为负并且开关scl闭合时，线圈la和lc储存能量。当电流ic为负并且开关scl断开时，电流流入包含开关sah和sal的开关支路、电容器c2和二极管dcl。

通过此操作，臂a和臂c上的自感器将经受以pwm的基频进行的电压斩波。对于正电流ia，必须吸收电力的是高压侧dcdc(dcdc高，未示出)，而在负电流ia的情况下，必须吸收电力的则是低压侧dcdc(dcdc低，未示出)，如根据此操作模式的下图所示。

参照图3，当输入电流的绝对值大于预定电流阈值时，为了平衡施加臂a和c的使用而实施两臂策略，这使得可以减少无意的电流变化(称为纹波)。

该方法接收由控制器限定的要在臂a与臂c之间产生的电压vac，其例如是正电压；则目标占空比α对应于：

α＝vac/vdc

其中，vac是要在臂a与臂c之间产生的电压，并且

vdc是输出dc电压。

然后，断开300开关sah持续α/2(由于电压vac为正，因此断开的是sah，如果电压vac为负，则断开sal)，并且断开310scl也持续α/2(如果电压vac为负，则断开的是sch)。

为了避免同时断开两个施加臂sah、scl或sal、sch的2个开关，开关scl的断开310偏移了斩波频率的半周期。

由于占空比α至多等于1，因此开关sah断开持续至多α/2<0.5，即，至多第一pwm半周期，并且对于开关scl同样如此。由此确保了不会同时断开2个开关。

使用这种两臂策略，输入自感器la、lc将经受320以每个臂的脉度调制(pwm)频率两倍的频率进行的斩波，因为它们将在第一半周期接收两个电压状态(开关sah的斩波)并且在第二半周期接收2个状态(开关scl的斩波)。另外，电流在这2个dcdc之间被有效共享。

借助用于决定单臂方法的激活的关于电流ia的预定阈值，将单臂方法的使用减少到恰好所需的程度。如此，尽可能小地影响电流整流器的效率，而同时通过限制电流纹波最大的关键区域中的电流纹波可以尽可能适当地限定自感器的尺寸。