一种单相交错并联三电平谐振式的高频隔离型AC-DC变换器的制作方法

本发明属于电力电子领域，具体涉及一种单相交错并联三电平谐振式的高频隔离型ac-dc变换器。

背景技术：

随着通讯技术、电动汽车和电力系统等的发展，对通讯用开关电源、电动汽车充电器和电力操作电源的性能、重量、体积、效率和可靠性提出了更高的要求，这些领域的电源通常从交流电网取电输出直流电能，并且从对电网电能质量的影响和安全角度考虑，要求变换器同时具备功率因数矫正和电气隔离的功能。

传统的桥式功率因数矫正电路(俗称为boostpfc)由于在同一时刻电流流过的功率半导体器件较多，电路的效率提升受到限制；随着功率半导体器件的发展，尤其是宽禁带半导体器件的应用，无桥式pfc电路由于在同一时刻电流只流过两个功率半导体器件，可以提升变换器的效率，受到了越来越多的重视。其中，交错并联pfc电路由于共模干扰小等原因，得到了越来越多专家和学者的研究。

交错并联式功率因数矫正电路中每个功率因数矫正电路并联运行在交错状态，每个模块的开关管依次错开1/n个开关周期导通，可以有效减小输入电流纹波、降低emi。后级电路通常采用隔离型的dc-dc变换器。考虑到变换器的体积、效率等因素，后级隔离型的dc-dc变换器通常需要实现软开关。通常采用的dc-dc变换器有移相全桥式dc-dc变换器和谐振式dc-dc变换器。但是两级式电路功率变换器需经过pfc电路和dc-dc两级电路，采用的器件较多，成本较高，体积较大。

serkandusmez等人在标题为afullyintegratedthree-levelisolatedsingle-stagepfcconverter中提出一种新型的单级式三电平pfc变换器，该变换器通过单级功率变换器即可以实现功率因数矫正和高频隔离。但是，该变换器只能运行在dcm模式下，电流纹波较大。honggangsheng在他的博士论文ahighpowerdensitythree-levelparallelresonantconverterforcapacitorcharging中对比了三电平谐振变换器的两种控制方式，分别为移相模式(phaseshiftmodulation)和非移相模式(nonphaseshiftmodulation)。通过对比实验分析可知，在功率损耗，器件应力和寄生参数的影响等方面，非移相模式优于移相模式。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种单相交错并联三电平谐振式的高频隔离型ac-dc变换器。该高频隔离型ac-dc变换器将功率因数矫正技术和谐振技术结合，使变换器输入电流很好地跟随输入电压变化，实现功率因数矫正功能；该变换器通过控制输出电压，实现稳定的直流电压输出；同时，该变换器具有高频变压器，可以实现电气隔离的功能。

本发明的技术方案为：

一种单相交错并联三电平谐振式的高频隔离型ac-dc变换器，包括：

单相单级式交错并联三电平的pfc电路，用于将交流输入电压整流为直流电压；

三电平的llc谐振电路，其原边电路的功率器件实现零电压软开通(zvs)，副边电路用于将交流电压整流为直流输出电压；

所述pfc电路与所述llc谐振电路共用交错并联的两个开关管桥臂。

其中，所述单相单级式交错并联三电平的pfc电路包括：

交流电源；

并联的两个开关管桥臂，第一开关管桥臂包括串联的第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管，第二开关管桥臂包括串联的第五开关管、第六开关管、第七开关管以及第八开关管；

第一开关管的漏极和第三开关管的漏极之间连接着串联的第一功率二极管和第一功率二极管；

第五开关管的漏极和第七开关管的漏极之间连接着串联的第三功率二极管和第四功率二极管；

第三桥臂，其与所述第一开关管桥臂并联，包括串联的第五功率二极管和第六功率二极管，其中第五功率二极管的阳极和第六功率二极管的阴极接地；

第四桥臂，其与所述第一开关管桥臂并联，包括串联的第一滤波电容和第二滤波电容；

所述第一功率二极管阳极、第三功率二极管的阳极、第一电容和第二滤波电容的连接处电位相同；

第一输入升压电感，其一端与交流电源相连，另一端连接到第二开关管的漏极；

第二输入升压电感，其一端与交流电源相连，另一端连接到第六开关管的漏极。

所述三电平的llc谐振电路包括：

谐振电容；

谐振电感；

第七功率二级管，第八功率二极管；

变压器，其原边绕组的同名端依次经谐振电感、谐振电容连接到第二开关管的漏极，其原边绕组的异名端连接到第六开关管的漏极；变压器的第一副边绕组的同名端与第七功率二级管的阳极相连，其第二副边绕组的异名端与第八功率二级管的阳极相连，第八功率二级管的阴极与第七功率二级管的阴极相连接后作为正极输出端，变压器的第一副边绕组的异名端与第二副边绕组的同名端相连接后作为负极输出端。

本发明中，pfc电路和llc谐振电路共用第一开关管桥臂和第二开关管桥臂，串联在第一开关管的漏极和第三开关管的漏极之间的第一功率二极管和第一功率二极管以及串联在第五开关管的漏极和第七开关管的漏极之间的第三功率二极管和第四功率二极管，这样将两级式电路变成一级式电路，节省了开关管的数据，进而降低了开关管的电能消耗和成本。

优选地，所述单相单级式交错并联三电平的pfc电路还包括：

第三滤波电容，其一端连接第一开关管的漏极，另一端连接第三开关管的漏极。

第四滤波电容，其一端连接第一开关管的漏极，另一端连接第三开关管的漏极。

所述三电平的llc谐振电路还包括：输出端并联有第五滤波电容。

上述第三滤波电容、第四滤波电容以及第五滤波电容均起到滤波稳压的作用。

其中，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管以及第八开关管均为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管。

本发明具有的有益效果为：

(1)本发明变换器采用三电平结构，每个开关管的器件电压应力为直流母线的一半，可以采用性能更好的低压器件。

(2)本发明变换器的前级采用交错并联结构，可以减小器件的电流应力，减小输入电流纹波，获得更好的emi性能。

(3)本发明的变换器中所有的功率器件都可以实现软开关，变压器原边的开关管可以实现零电压软开通，副边的二极管可以零电流软关断。软开关技术可以避免由硬开关带来的各种电磁干扰问题，易于实现电路的高频化，同时有利于电路效率的提升。

(4)本发明的变换器能够将一个交流电压转换为希望得到的直流电压，同时可实现电气隔离，这个功能应用范围非常广泛。比如：通讯用开关电源、电动汽车充电、led驱动等。

附图说明

图1为实施例提供的基于交错并联三电平谐振式的高频隔离型ac-dc变换器的示意图；

图2为图1所示的ac-dc变换器处于工作于模态1时的换流分析图。

图3为图1所示的ac-dc变换器处于工作于模态2时(d<0.5)的换流分析图。

图4为图1所示的ac-dc变换器处于工作于模态2时(d>0.5)的换流分析图。

图5为图1所示的ac-dc变换器处于工作于模态3时环流分析图。

图6为图1所示的ac-dc变换器在输入电压为正半周期时的工作波形图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例对本发明进行进一步的详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施方式仅仅用以解释本发明，并不限定本发明的保护范围。

如图1所示，本实施例提供的单相交错并联三电平谐振式的高频隔离型ac-dc变换器包括由变压器隔开的原边电路和副边电路，其中，副边电路为全桥全波整流结构或全桥整流电路结构。

具体地，原边电路包括：

与第一输入升压电感lb1相连的第一原边支路，由带反并联二极管的第一功率开关管s1、带反并联二极管的第二功率开关管s2，带反并联二极管的第三功率开关管s3、带反并联二极管的第四功率开关管s4组成；与第二输入升压电感lb2相连的第二原边支路，由带反并联二极管的第五功率开关管s5、带反并联二极管的第六功率开关管s6、带反并联二极管的第七功率开关管s7、带反并联二极管的第八功率开关管s8组成；其中，开关管s1、s2、s3、s4、s5、s6、s7、s8为功率金属-氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)；第一输入升压电感lb1和第二输入升压电感lb2的另一端均与交流电源vin相连；

第一功率开关管s1的漏极和第三功率开关管s3的漏极之间连接着串联的第一功率二极管dc1和第二功率二极管dc2，第一功率开关管s1的漏极和第三功率开关管s3的漏极之间还连接有第三滤波电容css1，该第三滤波电容css1与第一功率二极管dc1和第一功率二极管dc2并联；

第五功率开关管s5的漏极和第七功率开关管s7的漏极之间连接着串联的第三功率二极管dc3和第四功率二极管dc4，第五功率开关管s5的漏极和第七功率开关管s7的漏极之间还连接有第三滤波电容css2，该第三滤波电容css2与第三功率二极管dc3和第四功率二极管dc4并联；

第三桥臂，其包含串联的第五功率二极管d1和第六功率二极管d2，其中，第五功率二极管d1的阳极和第六功率二极管d2的阴极接地，第五功率二极管d1的阴极连接第五功率开关管s5的源极，第六功率二极管d2的阳极连接第五功率开关管s5的漏极；

第四桥臂，其与所述第三桥臂并联，包括串联的第一滤波电容cdc1和第二滤波电容cdc2；

第一功率二极管dc1的阳极、第三功率二极管dc3的阳极、第一滤波电容cdc1和第二滤波电容cdc2的连接处电位相同；

谐振电容cr、谐振电感lr和隔离变压器t(变压器t等效成由励磁电感lm和理想变压器组成)，其中，谐振电容cr和谐振电感lr串联组成谐振腔，隔离变压器t原边绕组的同名端经谐振电容cr、谐振电感lr连接到第二功率开关管s2的漏极，隔离变压器t原边绕组的异名端连接到第六功率开关管s6的漏极。

副边电路包括：

第七功率二级管do1，第八功率二极管do2，输出滤波电容co，电阻负载rl，其中，隔离变压器t的第一副边绕组的同名端与第七功率二级管do1的阳极相连，其第二副边绕组的异名端与第八功率二级管do2的阳极相连，第八功率二级管do2的阴极与第七功率二级管do1的阴极相连接后作为正极输出端，隔离变压器t的第一副边绕组的异名端与第二副边绕组的同名端相连接后作为负极输出端，输出滤波电容co并联在输出端，电阻负载rl跨接在输出端，与输出滤波电容co并联。

所述隔离变换器t的前级pfc电路为交错并联无桥式pfc电路，其中两个输入电感起到滤除电流纹波以及储能作用，除此之外，两路交错并联的滤波电感还可以减小开关管的电流应力。同时，输入电感应该足够大以满足输入电感电流处于电流连续模式(ccm)。

前级pfc电路中，在输入电压正半周期时，开关管s1、s3占空比为d，相位相差180o；开关管s2、s4占空比为1-d，相位相差180o。同理，在输入电压负半周期时，开关管s1和s3的占空比为1-d，相位相差180o，开关管s2和s4的占空比为d，相位相差180o。

为叙述工作模态换流过程，作假设条件如下：

(1)采用非移相调制(nonphaseshiftmodulation)，分析中忽略死区时间。

(2)输入电感lb1、lb2工作在电流连续模式下。

(3)电路工作在谐振电感lr、谐振电容cr的谐振频率下，采用pwm调制的方式实现调压。

模态1：[t0-t1]

如图2所示，开关管s1、s2导通，s3、s4关断，开关管s5、s6关断，s7、s8导通。第一输入升压电感lb1放电，电感电流ilb1线性下降；输入电压为第二输入升压电感lb2充电，电感电流ilb2线性上升。由于谐振腔谐振电感和谐振电流的谐振，谐振腔呈现感性，谐振电流滞后于谐振腔的输入电压。谐振电流在开关管s1、s2导通之前，流经开关管s1、s2的体二极管，实现s1、s2的零电压导通。谐振电流和励磁电感电流之差传递到变压器的副边作为输出电流。

2)模态2：[t1-t2]

这里分为两种情况：

当占空比d<0.5时，电路如图3所示，此时开关管s1、s2关断，s3、s4导通，开关管s5、s6关断，s7、s8导通。输入电压为第一输入升压电感lb1充电，电感电流ilb1线性上升；输入电压为第二输入升压电感lb2充电，电感电流ilb2线性上升。谐振电流流经开关s3、s4的体二极管，实现s3、s4的零电压导通。谐振谐振腔的输入电压为0，谐振电流和励磁电感电流相等，变压器原边没有能量传向副边，输出滤波电容co为负载提供能量。

当占空比d>0.5时，电路如图5所示，此时开关管s1、s2导通，s3、s4关断，开关管s5、s6导通，s7、s8关断。电感lb1放电，电感电流ilb1线性下降；电感lb2放电，电感电流ilb2线性下降。谐振腔的输入电压为0，谐振电流和励磁电感电流相等，变压器原边没有能量传递到副边，输出电容co为负载提供能量。

3)模态3：[t2-t3]

如图4所示，开关管s1、s2关断，s3、s4导通，开关管s5、s6导通，s7、s8关断。第一输入升压电感lb1放电，电感电流ilb1线性下降；输入电压为第二输入升压lb2充电，电感电流ilb2线性上升。励磁电感电流和谐振电流之差传递到副边。

模态4：[t3-t4]

这里分为两种情况：

当占空比d<0.5时，电路如图3所示，此时开关管s1、s2关断，s3、s4导通，开关管s5、s6关断，s7、s8导通。输入电压为第一输入升压电感lb1充电，电感电流ilb1线性上升；输入电压为第二输入升压电感lb2充电，电感电流ilb2线性上升。谐振电流流经开关s3、s4的体二极管，实现s3、s4的零电压导通。谐振谐振腔的输入电压为0，谐振电流和励磁电感电流相等，变压器原边没有能量传向副边，输出滤波电容co为负载提供能量。

当占空比d>0.5时，电路如图5所示，此时开关管s1、s2导通，s3、s4关断，开关管s5、s6导通，s7、s8关断。电感lb1放电，电感电流ilb1线性下降；电感lb2放电，电感电流ilb2线性下降。谐振腔的输入电压为0，谐振电流和励磁电感电流相等，变压器原边没有能量传递到副边，输出电容co为负载提供能量。

图6为本发明提出的电路的工作原理波形图，在图6，vgs分别为s1、s2、s3、s4、s5、s6、s7、s8的驱动波形，ilb1和ilb2分别为两路电感的输入电流，vab为谐振腔的输入电压，ilr为谐振电流，ilm为励磁电感电流，id为经过副边全波整流后的电流。

上述ac-dc变换器，前级可以实现交错并联功率因数矫正功能，后级实现高频隔离和调压功能。

以上所述的具体实施方式对本发明的技术方案和有益效果进行了详细说明，应理解的是以上所述仅为本发明的最优选实施例，并不用于限制本发明，凡在本发明的原则范围内所做的任何修改、补充和等同替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。