一种用于CLLC双向隔离型DC-DC变换器的调制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及用于基于cllc拓扑的双向隔离型dc-dc变换器的变电压增益的调制方法。

背景技术：

双向隔离型dc-dc变换器是连接储能电池和直流电压母线的重要电力电子装置。近年来，随着电动汽车、混合动力汽车的大规模推广，分布式储能系统、不间断电源的不断发展，双向隔离型dc-dc变换器得到了越来越广泛的运用。同时，行业对其功率密度、效率、电压调节范围也提出了越来越高的要求。

cllc拓扑作为实现双向隔离型dc-dc变换器最为主流的拓扑之一，具有以下优点：它可以在高开关频率下实现零电压开通，具有高功率密度、高效率的特点；它具有很宽的电压调节范围，既可以升压又可降压，可以做到双向工作时增益范围基本相同；它内带变压器，可以利用变压器大幅调整总增益(总增益＝调制增益×变压器增益)范围。

一般情况下，cllc变换器的电压增益采用变频调节，工作点位于谐振点周围。当开关频率大于谐振频率时，调制增益小于1；当开关频率小于谐振频率时，调制增益大于1。然而，当变换器轻载工作时，由于输出侧寄生电容的影响，增益-频率的传递函数改变，导致开关频率大于谐振频率时，调制增益存在极小值点。这一问题在由变压器低压侧向高压侧传输能量时尤其明显，它极大地限制了cllc变换器的增益调制范围。针对此问题，目前尚无特别有效的解决方案，已有的方案包括使用寄生电容更小的器件、采用相对小变比的变压器、轻载关机、增益限幅等。这些方案均未从根本上解决这一问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种解决cllc电路变频调制轻载工作时增益极小值问题的调制方法，该方法具有不需改变已有电路结构和参数，增大电压调节范围，轻载效率高等优点。

为达到上述目的，本发明采用了以下技术方案：

一种用于cllc双向隔离型dc-dc变换器的调制方法，包括以下步骤：

(1)在cllc双向隔离型dc-dc变换器电路轻载降压工作时采用移相调制：当变换器工作在谐振频率处，每个桥臂上下开关管互补导通，上下管导通占空比相同，交替处设置死区；输入侧两个桥臂开关管的驱动信号在180°相位差的基础上一前一后错开一定相同的相位；输出侧两桥臂开关管驱动信号相位差180°，相角位于输入侧两桥臂相位中点处；

(2)当电路工作在轻载低增益状态时，采用移相调制；当非轻载和轻载高增益时，采用变频调制；移相调制和变频调制相结合进行混合调制切换，切换方式采用软切换，两种调制方式的分界处设置迟滞区域；

(3)根据电路参数，在充电变频、充电移相、放电变频、放电移相四种工作模式下分别设置四种补偿器，利用这四种补偿器依次实现充电移相到变频、充电变频到移相、放电移相到变频、放电变频到移相的模式软切换。

所述的cllc双向隔离型dc-dc变换器的电路成对称结构，两端分别为高压和低压直流母线，两条直流母线分别对接两个全桥，每个全桥由两组串联的两个开关管并联而成，每组串联开关管中点引出导线连接谐振腔；谐振腔为一个二端口网络，一个端口连接高压侧两桥臂中点，另一个端口连接低压侧两桥臂中点；谐振腔中间是一个变压器，变压器高压侧串联有高压侧电感lr2和高压侧电容cr2，最终串接在高压侧端口上；变压器低压侧串联有低压侧电感lr1和低压侧电容cr1，最终串接在低压侧端口上。

作为本发明的进一步改进，变压器t的变比为n，对应参数关系为n²＝lr1/lr2＝cr2/cr1。

作为本发明的进一步改进，步骤(2)中，轻载低增益状态是指增益达到极小值或开关频率偏离谐振频率过远，进而影响效率的情况。

作为本发明的进一步改进，步骤(2)中，移相调制和变频调制具体切换界限是以效率最高原则提前确定或采用最大功率跟踪方式进行控制。

作为本发明的进一步改进，步骤(2)中，移相到变频的切换方式为：停止移相补偿器的使用，频率固定，相位调整至零，稳定后启动变频补偿器；软切换方式为：将补偿器由移相补偿器切换为变频补偿器，以一次函数的形式缓慢地将移相角从当前值调整至零。

作为本发明的进一步改进，步骤(3)中，移相到变频的切换方式为：将补偿器由移相补偿器切换为变频补偿器，以一次函数的形式缓慢地将移相角从当前值调整至零；变频到移相的切换方式为：将补偿器由变频补偿器切换为移相补偿器，以一次函数的形式缓慢地将开关频率从当前值调整至谐振频率。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明是在轻载降压工作时采用移相调制，当电路工作在轻载低增益状态时，采用移相调制；当非轻载和轻载高增益时，采用变频调制；移相调制和变频调制相结合进行混合调制切换，并在工作模式下分别设置四种补偿器。该方法在不改变原电路硬件参数的情况下解决了cllc变换器轻载时增益存在极小值的问题，使得变换器在轻载情况下仍然可以达到想要的低增益。调频模式下，轻载低增益时，由于开关频率高于谐振频率太多，损耗大幅增加，效率降低。此时采用移相调制，开关频率等于谐振频率，有利于减小损耗，提升效率。

附图说明

图1是cllc双向隔离型dc-dc变换器的电路拓扑；

图2是cllc电路变频调制下的归一化增益曲线；

图3是cllc移向调制的驱动控制时序图；

图4是移相调制下的增益和移相角的关系曲线；

图5是移相调制下的实验波形图；(a)为开关频率、谐振频率均为500khz，移相角为60°，输出功率0w时测得的波形；(b)为开关频率、谐振频率均为500khz，移相角为60°，输出功率350w时测得的波形；

图6是混合调制下两种调制方式的切换界线示意图；

图7是混合调制的软切换与一般方式实验波形对比图；

图8是不同功率下由实验测得的电池充电、放电时的两种调制方式的增益-效率对比图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和实施例对本发明的具体实施情况做进一步的说明，所述是对本发明的解释而不是限定。

本发明所述的cllc双向隔离型dc-dc变换器的电路拓扑如图1所示。电路成对称结构，两端分别为高压和低压直流母线，两条直流母线分别对接两个全桥，每个全桥由两组串联的两个开关管并联而成(每个全桥共4个开关管，两个全桥共8个开关管)，每组串联开关管中点(桥臂中点)引出导线连接谐振腔。谐振腔为一个二端口网络，一个端口(高压侧端口)连接高压侧两桥臂中点，另一个端口(低压侧端口)连接低压侧两桥臂中点。谐振腔中间是一个变压器，变压器高压侧串联有高压侧电感lr2和高压侧电容cr2，最终串接在高压侧端口上；变压器低压侧串联有低压侧电感lr1和低压侧电容cr1，最终串接在低压侧端口上。其中变压器t的变比为n，对应参数关系为n²＝lr1/lr2＝cr2/cr1。

为解决现有技术中cllc变换器调制增益存在极小值点的问题，本发明提供一种解决cllc电路变频调制轻载工作时增益极小值问题的调制方法，具体包括以下步骤：

(1)在电路轻载降压工作时采用移相调制，即变换器工作在谐振频率处，每个桥臂上下开关管互补导通，上下管导通占空比相同，交替处设置死区；输入侧两个桥臂开关管的驱动信号在180°相位差的基础上一前一后错开一定相位；输出侧两桥臂开关管驱动信号相位差180°，相角位于输入侧两桥臂相位中点处。输入侧错开的相位角是的输入侧两桥臂中点间电压的占空比减小，输入电压的平均值减小，因此输出电压随之降低，达到降低增益的效果。

(2)当电路工作在轻载低增益状态(增益达到极小值或开关频率偏离谐振频率过远，严重影响效率)时，采用移相调制，其余情况采用变频调制。两种调制方式相结合，构成混合调制。具体切换界限本着效率最高原则测得，或采用最大功率跟踪方式控制。在切换界限处设置迟滞区，防止在切换点附近反复切换。这样的切换界限设定保证变换器可以持续稳定地工作在效率最大处。

(3)根据电路参数，在充电(高压侧向低压侧传输能量)变频、充电移相、放电(低压侧向高压侧传输能量)变频、放电移相四种工作模式下分别设置四种补偿器。利用这四种补偿器依次实现充电移相到变频、充电变频到移相、放电移相到变频、放电变频到移相的模式软切换。移相到变频的切换方式为：将补偿器由移相补偿器切换为变频补偿器，在一段时间内以一次函数的形式缓慢地将移相角从当前值调整至零；变频到移相的切换方式为：将补偿器由变频补偿器切换为移相补偿器，在一段时间内以一次函数的形式缓慢地将开关频率从当前值调整至谐振频率。在切换过程中，补偿器始终工作，进行反馈调节，极大地减小冲击电压和电流，使得输出更加稳定。

以下结合具体实施例和附图分析本发明的混合调制方法：

通过fha等效模型分析，cllc电路变频模式下的归一化增益-频率曲线如图2所示。将开关管简化为理想开关，不考虑开关管寄生电容、变压器漏感时，对应的电压增益公式为：

其中，为归一化频率(fs为开关频率，frl为谐振频率)，为谐振网络的品质因数，(lml为变压器全部等效到一次侧的励磁电感，lrl为初次侧谐振电感)。

图2中实线表示k＝1.74，q＝0.28时由上述理想公式计算得的电压增益曲线。当考虑开关管寄生电容时，增益曲线如图中虚线所示。该曲线在频率大于1时存在极小值。这意味着cllc电路增益可能无法下降到理想值，而极小值点出过小的斜率导致开关频率偏离谐振频率过远，效率大幅降低。这一问题是输出侧寄生电容的影响所导致的，这一问题在由变压器低压侧向高压侧传输功率，高压侧开关管寄生电容较大时尤为明显。

cllc移向调制的驱动控制时序图如图3所示。最上面两图表示输出侧(ss)的驱动信号，下面两图表示输入侧(sp)的驱动信号，最下方表示桥臂中点电压波形。vab表示输入测的桥臂中点电压，左a右b；vcd表示输出侧的两桥臂中点电压，左c右d。每个桥臂开关周期相同，桥臂上下两开关管互补导通，导通时间相同，切换处留有一小段死区时间。即s1管和s2管互补导通，s3管和s4管互补导通，p1管和p2管互补导通，p3管和p4管互补导通。s1管和s4管同开同关，s2和s3同开同关。p1比s1超前α度，p2比s2超前α度；p4比s1滞后α度，p3比s2滞后α度。p1和p4之间相位的差2α为移相角。

移相调制下的增益和移相角的关系曲线如图4所示。曲线为一近似的cos曲线。其中，移相角的范围是0-180°，随着移相角的增大，输入侧桥臂中点电压占空比减小，增益也随之减小。当移相角为0°时，增益为1；当移相角为180°时，增益为0。

移相调制下的实验波形图如图5所示。图中vds为s2管两端的电压，ip为输入测的谐振电流。(a)为开关频率、谐振频率均为500khz，移相角为60°，输出功率0w时测得的波形；(b)为开关频率、谐振频率均为500khz，移相角为60°，输出功率350w时测得的波形。图中可以看出，两种工况下开关管均实现了零电压开通软开关，减小损耗，提升效率。

混合调制采用两种调制方式，必然涉及到两种调制方式的切换。混合调制下两种调制方式的切换界线示意图如图6所示。横坐标为归一化后的功率(当前功率占最大功率的百分比)，纵坐标为去除变压器变比影响的调制增益。当低功率低增益时采用移相调制，其余工作状况下采用变频调制。两种调制方式的分界处设置迟滞区域，防止在分界处反复切换。这一切换界限由效率最优原则和增益可实现原则，经过测试或最大效率跟踪得到。

实施例

为验证本方法的优越性，制作了实验样机。该实验样机高压侧电压400v，低压侧电压35-55v，最大输出功率1000w。设计参数为：谐振频率fs为400khz，变压器变比n为9:1；变压器等效到高压侧的励磁电感lm为78μh；高压侧谐振电感lr1为13.78μh；低压侧谐振电感lr2为175nh；低压侧谐振电容cr1为11.5nf；高压侧谐振电容cr2为600nf。

混合调制下，两种调制方式的切换方式采用软切换，该方式是基于4种基本工况下对应的补偿器设计的，不同于一般方式。利用上文所述的实验样机，测得的具体实验波形对比图如图7所示。

移相到变频的一般切换方式为：停止移相补偿器的的使用，频率固定，相位调整至零，稳定后启动变频补偿器。此方式输出电压波动很大。软切换方式为：将补偿器由移相补偿器切换为变频补偿器，在一段时间内以一次函数的形式缓慢地将移相角从当前值调整至零。软切换方式输出电压基本不波动，切换更稳定。

变频到移相的一般切换方式为：停止变频补偿器的的使用，相位恒为零，频率调整至谐振频率，稳定后启动变频补偿器。此方式输出电压波动很大。软切换方式为：将补偿器由变频补偿器切换为移相补偿器，在一段时间内以一次函数的形式缓慢地将开关频率从当前值调整至谐振频率。软切换方式输出电压基本不波动，切换更稳定。

移相调制下轻载低增益的效率明显高于变频调制。利用上文所述的实验样机，测得的不同功率下电池充电、放电时的两种调制方式的增益-效率对比图如图8示。从图中可知，不管是充电时还是放电时，50w和100w的增益小于1的工况下，移向调制的效率大于变频调制；50w时变频调制无法达到0.8的增益；250w的增益小于1的工况下，移向调制的效率略小于变频调制。相比之下，50w和100w的工况下，放电时移相调制效率高于变频调制要更明显，二者效率之差更大。这是由于放电时，变压器变比放大了输出侧寄生电容的作用。另外，根据此效率图可以粗略地确定两种调制方式的切换界限，即：不管充电或是放电，效率小于250w且增益小于1的工况下，采用移相调制，其他工况采用变频调制。精确的切换界限由最大效率跟踪得到。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的，技术方案和有益效果进行了进一步的详细说明，所应理解的是，以上仅为本发明的具体实施例而已，不能认定本发明的具体实施方式仅限于此，凡在本发明的精神和原则之内，做出若干简单的推演或替换，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定专利保护范围。

尽管以上结合附图对本发明的具体实施方案进行了描述，但本发明并不局限于上述的具体实施方案，上述的具体实施方案仅仅是示意性的、指导性的、而不是限制性的。本领域的普通技术人员在本说明书的启示下，在不脱离本发明的权利要求所保护的范围的情况下，还可以做出很多种的形式，这些均属于本发明保护之列。