一种具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器及应用控制的制作方法

本发明涉及一种具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器及应用控制，属于电能变换装置技术领域。

背景技术：

在低压直流配电系统中，主要有伪双极与真双极性母线两种系统结构。对于伪双极性直流配电系统，正负极母线电压不可独立调节，当发生单极开路时，非故障极不能继续运行，造成整体直流配电系统的瘫痪。而对于真双极性直流配电系统，正负极直流母线电压可独立调节，即使发生了单极直流母线故障，非故障极仍可正常运行。目前，为了形成真双极性直流配电系统，一般使用两套变换器/变流器装置，将变换器的中压直流/中压交流侧端口并联，低压直流端口串联，从而形成真双极性直流输出。该方式需要使用两套变换器/变流器装置，大大增加了实际装置的体积与成本，不利于直流配电技术的推广与发展。因此，采用具有真双极性直流输出的变换器，可以大大减少变换器/变流器装置的体积，降低直流配电系统的初期投入成本。然而，目前双极性输出的变换器中往往都是伪双极输出，虽然可在正负极负载不平衡的情况下，平衡正负极直流母线电压，但在单极短路或开路故障情况下，非故障极仍无法运行。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是提供一种具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器，作为子模块应用于电力电子变压器/直流变压器中，实现真双极性低压直流输出，构成真双极性低压直流配电系统，减少装置体积，降低系统初期成本。

本发明为了解决上述技术问题采用以下技术方案：本发明设计了一种具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器，包括输入侧滤波电路、全桥变换器、隔离变压器、全桥/三电平组合式变换器、输出侧滤波电路；其中，输入侧滤波电路包括直流电容cin和直流电源vin，直流电容cin与直流电源vin的正负端相并联；输入侧滤波电路的输出端与全桥变换器的输入端相连接；

隔离变压器包括传输电感ls和中高频变压器tr，传输电感ls与中高频变压器tr的原边绕组或副边绕组相串联；全桥变换器的输出端对接隔离变压器中原边绕组的两端；

输出侧滤波电路包括第一直流输出滤波电容co1和第二直流输出滤波电容co2，第一直流输出滤波电容co1的正极连接真双极性直流输出的正极，第二直流输出滤波电容co2的负极连接真双极性直流输出的负极，第一输出滤波电容co1与第二输出滤波电容co2串联，第一输出滤波电容co1与第二输出滤波电容co2之间串联线路上的任意位置对接真双极性直流输出的接地极；

全桥/三电平组合式变换器包括两个桥臂，第一桥臂由第一开关管q1与第二开关管q2串联组成，第一开关管q1与第二开关管q2之间串联线路上的任意位置对接隔离变压器中副边绕组的其中一端；第二桥臂由第三开关管q3至第八开关管q8与中间电容cdc组成，其中，第五开关管q5与第六开关管q6串联后与中间电容cdc相并联，且第五开关管q5集电极与中间电容cdc的正极相对接，以及第六开关管q6的发射极中间电容cdc的负极相对接，第五开关管q5与第六开关管q6之间串联线路上的任意位置对接隔离变压器中副边绕组的另一端；第七开关管q7与第八开关管q8串联后与中间电容cdc相并联，且第七开关管q7集电极与中间电容cdc的正极相对接，以及第八开关管q8的发射极中间电容cdc的负极相对接，第七开关管q7与第八开关管q8之间串联线路上的任意位置对接第一直流输出滤波电容co1与第二直流输出滤波电容co2之间串联线路上的任意位置；第三开关管q3的发射极连接中间电容cdc的正极，中间电容cdc的负极连接第四开关管q4的集电极；第一开关管q1的集电极、第三开关管q3的集电极与第一输出滤波电容co1的正极相连接，第二开关管q2的发射极、第四开关管q4的发射极与第二输出滤波电容co2的负极相连接。

作为本发明的一种优选技术方案：所述全桥变换器包括第九开关管q9至第十二开关管q12，其中，第九开关管q9与第十开关管q10相串联，第十一开关管q11与第十二开关管q12相串联，且第九开关管q9与第十开关管q10串联整体与第十一开关管q11与第十二开关管q12串联整体相并联，输入侧滤波电路中直流电容cin的两端即为输入侧滤波电路的输出端，第九开关管q9与第十开关管q10串联整体的两端即为全桥变换器的输入端，输入侧滤波电路中直流电容cin的两端分别对接第九开关管q9与第十开关管q10串联整体的两端；第九开关管q9与第十开关管q10之间串联线路上的任意位置对接隔离变压器中原边绕组的其中一端，第十一开关管q11与第十二开关管q12之间串联线路上的任意位置对接隔离变压器中原边绕组的另一端。

作为本发明的一种优选技术方案：所述全桥/三电平组合式变换器还包括谐振电感，中间电容cdc与谐振电感相串联。

与上述相对应，本发明所要解决的技术问题是提供一种针对具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器的应用控制，作为子模块应用于电力电子变压器/直流变压器中，实现真双极性低压直流输出，构成真双极性低压直流配电系统，减少装置体积，降低系统初期成本，能够有效应对单极短路或开路故障情况。

本发明为了解决上述技术问题采用以下技术方案：本发明设计了一种针对具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器的应用控制，所述全桥/三电平组合式变换器采用多种控制方式，构成如下六种模态；

模态1.仅开通第一开关管q1、第四开关管q4、第六开关管q6、第七开关管q7，则隔离变压器中副边绕组端口产生vo1+vo2的电压，此时，中间电容cdc与第二输出滤波电容co2并联；

模态2.仅开通第一开关管q1、第三开关管q3、第六开关管q6、第八开关管q8，则隔离变压器中副边绕组端口产生vo1的电压，此时，中间电容cdc与第一输出滤波电容co1并联；

模态3.仅开通第一开关管q1、第三开关管q3、第五开关管q5、第八开关管q8，则隔离变压器中副边绕组端口产生零电压，此时，中间电容cdc与第一输出滤波电容co1并联；

模态4.仅开通第二开关管q2、第四开关管q4、第六开关管q6、第七开关管q7，则隔离变压器中副边绕组端口产生零电压，此时，中间电容cdc与第二输出滤波电容co2并联；

模态5.仅开通第二开关管q2、第四开关管q4、第五开关管q5、第七开关管q7，则隔离变压器中副边绕组端口产生-vo2电压，此时，中间电容cdc与第二输出滤波电容co2并联；

模态6.仅开通第二开关管q2、第三开关管q3、第五开关管q5、第八开关管q8，则隔离变压器中副边绕组端口产生-vo1-vo2电压，此时，中间电容cdc与第一输出滤波电容co1并联；

通过上述六种模态的组合，实现隔离变压器中副边绕组端口产生不同的电压波形，同时使直流输出电压vo1与vo2均衡。

作为本发明的一种优选技术方案：通过控制全桥变换器与全桥/三电平组合式变换器在隔离变压器原、副边绕组端口产生的电压波形，调节所述电力电子变压器的功率流向与大小，控制直流输出电压vo1与vo2。

作为本发明的一种优选技术方案：当正极直流输出发生短路故障时，保持第四开关管q4与第七开关管q7一直开通，使中间电容cdc与第二输出滤波电容co2并联，短路故障的正极可被切除，所述电力电子变压器工作在所述模态1、模态4、模态5；

当负极直流输出发生短路故障时，保持第三开关管q3与第八开关管q8一直开通，使中间电容cdc与第一输出滤波电容co1并联，短路故障的负极可被切除，所述电力电子变压器工作在所述模态2、模态3、模态6。

本发明所述一种具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器及应用控制，采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

本发明所设计具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器及应用控制，具有真双极性直流输出能力，使用的元器件数量少，控制简单，可实现开关管的软开关，可与级联h桥变换器或模块化多电平变换器组合，构成中高压交流输入、真双极性直流输出的电力电子变压器；也可以通过模块的串并联，构成具有真双极性直流输出能力的直流变压器。有利于降低直流配电网装置体积，减少成本。

附图说明

图1是本发明的基本的电力电子变压器电路图；

图2是基本的电力电子变压器的控制策略与主要电流波形；

图3-6是电力电子变压器的主要波形图；

图7是由本发明的电力电子变压器组成的电力电子变压器电路图；

图8是由本发明的电力电子变压器组成的直流变压器电路图；

图9(a)和图9(b)是本发明的电力电子变压器替代电路示意图；

其中，1.输入侧滤波电路，2.全桥变换器，3.隔离变压器，4.全桥/三电平组合式变换器，5.输出侧滤波电路，ip表示隔离变压器的原边电流，is表示隔离变压器的副边电流，ir表示流经中间电容cdc的电流。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。

本发明设计了一种具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器，实际应用当中，如图1所示，具体包括输入侧滤波电路1、全桥变换器2、隔离变压器3、全桥/三电平组合式变换器4、输出侧滤波电路5；其中，输入侧滤波电路1包括直流电容cin和直流电源vin，直流电容cin与直流电源vin的正负端相并联；输入侧滤波电路1的输出端与全桥变换器2的输入端相连接。

隔离变压器3包括传输电感ls和中高频变压器tr，传输电感ls与中高频变压器tr的原边绕组或副边绕组相串联；全桥变换器2的输出端对接隔离变压器3中原边绕组的两端。

全桥变换器2包括第九开关管q9至第十二开关管q12，其中，第九开关管q9与第十开关管q10相串联，第十一开关管q11与第十二开关管q12相串联，且第九开关管q9与第十开关管q10串联整体与第十一开关管q11与第十二开关管q12串联整体相并联，输入侧滤波电路1中直流电容cin的两端即为输入侧滤波电路1的输出端，第九开关管q9与第十开关管q10串联整体的两端即为全桥变换器2的输入端，输入侧滤波电路1中直流电容cin的两端分别对接第九开关管q9与第十开关管q10串联整体的两端；第九开关管q9与第十开关管q10之间串联线路上的任意位置对接隔离变压器3中原边绕组的其中一端，第十一开关管q11与第十二开关管q12之间串联线路上的任意位置对接隔离变压器3中原边绕组的另一端。

输出侧滤波电路5包括第一直流输出滤波电容co1和第二直流输出滤波电容co2，第一直流输出滤波电容co1的正极连接真双极性直流输出的正极，第二直流输出滤波电容co2的负极连接真双极性直流输出的负极，第一输出滤波电容co1与第二输出滤波电容co2串联，第一输出滤波电容co1与第二输出滤波电容co2之间串联线路上的任意位置对接真双极性直流输出的接地极。

全桥/三电平组合式变换器4包括两个桥臂，第一桥臂由第一开关管q1与第二开关管q2串联组成，第一开关管q1与第二开关管q2之间串联线路上的任意位置对接隔离变压器3中副边绕组的其中一端；第二桥臂包括第三开关管q3至第八开关管q8、谐振电感与中间电容cdc，其中，第五开关管q5与第六开关管q6串联后与中间电容cdc相并联，且第五开关管q5集电极与中间电容cdc的正极相对接，以及第六开关管q6的发射极中间电容cdc的负极相对接，第五开关管q5与第六开关管q6之间串联线路上的任意位置对接隔离变压器3中副边绕组的另一端；第七开关管q7与第八开关管q8串联后与中间电容cdc相并联，且第七开关管q7集电极与中间电容cdc的正极相对接，以及第八开关管q8的发射极中间电容cdc的负极相对接，第七开关管q7与第八开关管q8之间串联线路上的任意位置对接第一直流输出滤波电容co1与第二直流输出滤波电容co2之间串联线路上的任意位置；第三开关管q3的发射极连接中间电容cdc的正极，中间电容cdc的负极连接第四开关管q4的集电极；第一开关管q1的集电极、第三开关管q3的集电极与第一输出滤波电容co1的正极相连接，第二开关管q2的发射极、第四开关管q4的发射极与第二输出滤波电容co2的负极相连接；中间电容cdc与谐振电感相串联，实现第七开关管q7与第八开关管q8的零电流开通与零电流关断。

基于上述所设计具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器技术方案，本发明进一步设计了针对该电力电子变压器的应用控制，所述全桥/三电平组合式变换器4采用多种控制方式，构成六种模态，

模态1.仅开通第一开关管q1、第四开关管q4、第六开关管q6、第七开关管q7，则隔离变压器中副边绕组端口产生vo1+vo2的电压，此时，中间电容cdc与第二输出滤波电容co2并联；

模态2.仅开通第一开关管q1、第三开关管q3、第六开关管q6、第八开关管q8，则隔离变压器中副边绕组端口产生vo1的电压，此时，中间电容cdc与第一输出滤波电容co1并联；

模态3.仅开通第一开关管q1、第三开关管q3、第五开关管q5、第八开关管q8，则隔离变压器中副边绕组端口产生零电压，此时，中间电容cdc与第一输出滤波电容co1并联；

模态4.仅开通第二开关管q2、第四开关管q4、第六开关管q6、第七开关管q7，则隔离变压器中副边绕组端口产生零电压，此时，中间电容cdc与第二输出滤波电容co2并联；

模态5.仅开通第二开关管q2、第四开关管q4、第五开关管q5、第七开关管q7，则隔离变压器中副边绕组端口产生-vo2电压，此时，中间电容cdc与第二输出滤波电容co2并联；

模态6.仅开通第二开关管q2、第三开关管q3、第五开关管q5、第八开关管q8，则隔离变压器中副边绕组端口产生-vo1-vo2电压，此时，中间电容cdc与第一输出滤波电容co1并联；

选取上述六种模态中的模态1与模态6，构成基于图2所示本发明所述的具有真双极性输出能力的电力电子变压器的基本控制策略与主要波形，下面结合图3-图6对所设计电力电子变压器在正极输出功率大于负极输出功率的工况下的，导通过程进行简要说明。

导通过程1(t0-t1).如图3所示，t0时刻之前，第九开关管q9、第十二开关管q12开通，第二开关管q2、第三开关管q3、第五开关管q5、第八开关管q8关断，电流is流过第一开关管q1、第四开关管q4、第六开关管q6、第七开关管q7的反并联二极管。因此，在t0时刻开通第一开关管q1、第四开关管q4、第六开关管q6、第七开关管q7，可实现第一开关管q1、第四开关管q4、第六开关管q6、第七开关管q7零电压开通。如图3所示，在模态1内，功率由电源vin向正负极低压直流母线vo1与vo2传递，电流ip与is保持不变，中间电容cdc与谐振电感lr，与第二输出滤波电容co2构成谐振回路，由于谐振电感lr很小，可认为cdc与co2电压相等。

导通过程2(t1-t2).如图4所示，在t1时刻，关断开关管第九开关管q9、第十二开关管q12。由于电感ls的存在，电流ip不能突变，流过开关管第十开关管q10、第十一开关管q11的反并联二极管，电流ip与is下降。该模态中，cdc、co2、lr继续谐振。

导通过程3(t2-t3).如图5所示，在t2时刻，开通开关管第九开关管q9、第十二开关管q12，即可实现开关管开关管第九开关管q9、第十二开关管q12的零电压开通。电流ip与is继续下降，cdc、co2、lr继续谐振，直到t3时刻，关断第一开关管q1、第四开关管q4、第六开关管q6、第七开关管q7。

导通过程4(t3-t4).如图6所示，在t3时刻，关断第一开关管q1、第四开关管q4、第六开关管q6、第七开关管q7。由于电感ls与lr的存在，电流is与ir不能突变，经第二开关管q2、第三开关管q3、第四开关管q4、第五开关管q5的反并联二极管续流。此时，cdc与lr直接与正负极直流输出端口并联，谐振电流ir快速下降至0。在t4时刻，开通第二开关管q2、第三开关管q3、第四开关管q4、第五开关管q5，可实现第二开关管q2、第五开关管q5的零电压开通。同时由于谐振电感lr限制了电流ir的变化率，第三开关管q3、第八开关管q8可实现近似零电流开通。

至此，半个开关周期内的运行过程结束，中间电容cdc与谐振电感lr，与第二输出滤波电容co2构成谐振回路，由于谐振电感lr很小，可认为cdc与co2电压相等。下半个开关周期内的导通过程与此相似，当第三开关管q3与第八开关管q8开通时，中间电容cdc与谐振电感lr，与第一输出滤波电容co1构成谐振回路，由于谐振电感lr很小，可认为cdc与co1电压相等。由于变换器开关频率为khz级，因此，可认为正负极直流输出电压vo1、vo2相等。

实际应用中，通过控制全桥变换器2与全桥/三电平组合式变换器4，在隔离变压器3原、副边绕组端口产生的电压波形，调节所述电力电子变压器的功率流向与大小，控制直流输出电压vo1与vo2，即实现输入、输出侧功率的双向传输调节；可实现变换器中开关器件的软开关，提升变换器运行效率。

并且当正极直流输出发生短路故障时，保持第四开关管q4与第七开关管q7一直开通，使中间电容cdc与第二输出滤波电容co2并联，短路故障的正极可被切除，所述电力电子变压器工作在所述模态1、模态4、模态5。

当负极直流输出发生短路故障时，保持第三开关管q3与第八开关管q8一直开通，使中间电容cdc与第一输出滤波电容co1并联，短路故障的负极可被切除，所述电力电子变压器工作在所述模态2、模态3、模态6。

本发明所设计具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器的实际应用中，将所设计电力电子变压器作为子模块，可与全桥子模块组成电力电子变压器，如图7所示，可完成从中压交流电压到低压直流电压的变换。也可将本发明的电力电子变压器作为子模块，输入端口串联，输出端口并联，组成直流变换器，如图8所示，完成从中压直流电压到低压直流电压的变换。

将本发明设计中的全桥变换器2，如图1所示，替换为如图9(a)所述的半桥电路或者如图9(b)所述的三电平电路，也可实现相同的电压变换功能。

上述技术方案所设计具有真双极性直流输出能力的电力电子变压器及应用控制，通过控制全桥/三电平组合式变换器4开关管，实现正极、负极直流输出电压的均衡，以及单极故障情况下，非故障极直流输出的正常运行；通过控制全桥变换器2与全桥/三电平组合式变换器4，调节隔离变压器3的原副边电压，实现输入、输出侧功率的双向传输调节；可实现变换器中开关器件的软开关，提升变换器运行效率；所设计变换器可与级联h桥变换器或模块化多电平变换器组合，构成中高压交流输入、真双极性直流输出的电力电子变压器；也可以通过模块的串并联，构成具有真双极性直流输出能力的直流变压器，本发明所设计变换器适用于需要真双极性直流母线的场合，如中低压交直流配电系统。

上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。