一种PFC变换器脉冲频率调制均值电流控制方法及装置与流程

本发明涉及功率因数校正(powerfactorcorrection,pfc)变换器的控制方法及装置，属于电力电子设备领域，具体为一种pfc变换器脉冲频率调制均值电流控制方法及其装置。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，电力电子装置已经得到广泛应用。传统ac/dc变换器包含各种非线性器件和储能器件，会使得输入电压和输入电流不同步。将其直接接入公共电网使用时，会引起电网电流产生畸变，即电网电流含有大量谐波成分。一方面在电能的传送过程中造成不必要的损耗，另一方面严重影响输电线路上其他电气设备的正常工作。

为了保证公共电网的正常供电，ac/dc变换器需要采用pfc技术。pfc技术可分为无源pfc和有源pfc，其中有源pfc技术能对变化的谐波电流进行快速的动态跟踪补偿，而且补偿特性不受电网阻抗和负载阻抗影响，可实现理想的功率因数校正，其功率因数可以达到0.99以上，使输入电流接近正弦并且与输入电压相位一致。与无源pfc相比，有源pfc技术具有补偿特性好的优点，因而在工业中得到了广泛的应用。

传统的有源pfc变换器控制方法主要有峰值电流控制和平均电流控制。相比于峰值电流控制，平均电流控制具有更高的功率因数和更小的thd，并且对噪声不敏感，因此其应用比较广泛。但是，平均电流控制需要两个pi补偿器，其中电压环pi补偿器用于调节输出电压，电流环pi补偿器用于使电感电流跟随电流参考信号。此外，电流型滞环控制利用滞环思想使电感电流在电流参考信号附近的一定范围内变化，以实现功率因数校正；由于减少了平均电流控制中的电流环pi补偿器，其输入电流瞬态响应速度得到改善。以上pfc变换器控制方法的电流参考信号均是由电压环pi补偿器的输出与输入电压经过乘法器产生，其电压环pi补偿器的调节速度受到电流参考限制，影响了输入和负载瞬态性能的提升。因此，需要采用其他方法代替电流环pi补偿器以及获取电流参考信号，以便有效地提高pfc变换器的输入和负载瞬态响应速度。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种pfc变换器脉冲频率调制均值电流控制方法及装置，使其瞬态响应速度得到明显改善，并且具有较高的功率因数值，适用于各类基本的pfc变换器拓扑。

本发明采用的技术方案如下：

一种pfc变换器脉冲频率调制均值电流控制方法，在每个开关周期开始时刻，检测所述pfc变换器的整流桥的输出电流is、输出电压vs、输出电压峰值vm和所述pfc变换器的输出电流in、输出电压vn；

根据vs、vm、in和电压基准值vref得到电流参考信号iref＝2vrefinvs/vm²；

根据is、iref和系数k1、k2得到关断时间控制信号toff＝k1[is-iref]+k2；其中，系数k1、k2是与信号vs、vn、ton以及所述pfc变换器的电感电流纹波相关的系数，ton是预设的恒定导通时间信号；ml1和ml2分别是电感电流变化的上升斜率和下降斜率，l为所述pfc变换器的电感；

将vn和电压基准值vref送入补偿器得到的误差信号作为导通时间控制信号ton；将导通时间控制信号ton和关断时间控制信号toff与锯齿波vsaw进行比较得到控制时序vp，具体为：若vsaw<ton或vsaw>(ton+toff)则vp为高电平，否则为低电平；其中，锯齿波vsaw在当前开关周期开始时从零增大，当vsaw>(2ton+toff)，vsaw置零当前开关周期结束；

所述控制时序vp用于控制所述pfc变换器的开关管的导通与关断。

上述控制方法中，所述pfc变换器为boostpfc变换器、buck-boostpfc变换器、反激pfc变换器、半桥pfc变换器或全桥pfc变换器。

一种pfc变换器脉冲频率调制均值电流控制装置，第一电压检测电路vs1、电压峰值检测电路vps和第二电流检测电路is2的输出端分别连接到参考电流生成器rcg，电压基准值vref也连接到参考电流生成器rcg；第一电流检测电路is1、第一电压检测电路vs1、第二电压检测电路vs2和参考电流生成器rcg的输出端分别连接到关断时间生成器ofg；第二电压检测电路vs2的输出端和电压基准值vref还分别连接到补偿器ec；关断时间生成器ofg和补偿器ec的输出端分别连接到脉冲频率调制器pfm。

进一步地，所述参考电流生成器rcg包括依次连接的乘法器mu1、乘法器mu2、除法器div1和除法器div2。

进一步地，所述关断时间生成器ofg包括依次连接的减法器sub1、乘法器mu3和加法器add1。

进一步地，所述脉冲频率调制器pfm包括锯齿波产生器sg、加法器add2、加法器add3、减法器sub2、减法器sub3、比较器cmp1、比较器cmp2和或门or；加法器add2、减法器sub2和比较器cmp1依次连接；加法器add2还与加法器add3、锯齿波产生器sg依次连接；减法器sub3和比较器cmp2依次连接；锯齿波产生器sg的输出端分别连接到减法器sub2和减法器sub3；比较器cmp1和比较器cmp2的输出端分别连接到或门or。

上述装置中，所述pfc变换器为boostpfc变换器、buck-boostpfc变换器、反激pfc变换器、半桥pfc变换器或全桥pfc变换器。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、与传统平均电流控制的pfc变换器相比，本发明的pfc变换器通过功率关系计算电流参考，解决了传统pfc变换器的电压环pi补偿器调节速度受到电流参考限制的问题；从而提高了pfc变换器的输出电压瞬态性能。

二、与传统平均电流控制的pfc变换器相比，本发明的pfc变换器通过控制算法有效地调整每个周期开关管的导通与关断时间，使电感电流快速跟随电流参考信号；从而提高了pfc变换器的输入电流瞬态性能。

三、与传统平均电流控制的pfc变换器相比，本发明的pfc变换器的电压环pi补偿器调节速度加快，可减小输出电压波动；从而减小开关管的电压应力。

四、本发明的pfc变换器电流环无需pi补偿器，简化了控制环路的设计，增强了系统的稳定性。

附图说明

图1为本发明的信号框图。

图2为本发明的参考电流生成器rcg的信号框图。

图3为本发明的关断时间生成器ofg的信号框图。

图4为本发明的脉冲频率调制器pfm的信号框图。

图5为本发明实施例一的电路结构框图。

图6为本发明实施例一的关断时间生成器ofg生成关断时间控制信号toff的示意图。

图7为本发明实施例一的脉冲频率调制器pfm生成开关管控制时序vp的示意图。

图8为本发明实施例一pfc变换器稳态工作时的输入电压vin和输入电流iin的时域仿真波形图。

图9a为采用传统平均电流控制的pfc变换器在负载电阻由500ω跳变到400ω时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图9b为本发明实施例一pfc变换器在负载电阻由500ω跳变到400ω时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图9c为采用传统平均电流控制的pfc变换器在负载电阻由100ω跳变到400ω时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图9d为本发明实施例一pfc变换器在负载电阻由100ω跳变到400ω时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图10a为采用传统平均电流控制的pfc变换器在输入电压有效值由220v波动到176v时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图10b为本发明实施例一pfc变换器在输入电压有效值由220v波动到176v时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图10c为采用传统平均电流控制的pfc变换器在输入电压有效值由220v波动到264v时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图10d为本发明实施例一pfc变换器在输入电压有效值由220v波动到264v时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图11a为采用传统平均电流控制pfc变换器在负载电阻由100ω跳变到400ω时输入电流瞬态时域仿真波形图。

图11b为本发明实施例一pfc变换器在负载电阻由100ω跳变到400ω时输入电流瞬态时域仿真波形图。

图12a为采用传统平均电流控制pfc变换器在输入电压有效值由220v波动到176v时输入电流瞬态时域仿真波形图。

图12b为本发明实施例一pfc变换器在输入电压有效值由220v波动到176v时输入电流瞬态时域仿真波形图。

图13为本发明实施例二的电路结构框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明。

pfc变换器脉冲频率调制均值电流控制方法，在每个开关周期开始时刻，检测整流桥的输出电流、输出电压及其峰值和pfc变换器的输出电流、输出电压，分别得到信号is、vs、vm、in、vn；将vs、vm、in和电压基准vref送入参考电流生成器得到电流参考信号iref；预设一个恒定导通时间信号ton，并将ton、iref、is、vs、vn送入关断时间生成器得到关断时间控制信号toff；将vn和电压基准值vref送入补偿器得到的误差信号作为导通时间控制信号ton；将toff和ton送入脉冲频率调制器得到信号vp，用以控制所述pfc变换器开关管的导通与关断。

其中，将vs、vm、in、vref送入参考电流生成器得到电流参考信号iref的方法是，根据输入功率近似等于输出功率以及正弦波波峰因数，通过乘法器得到电流参考iref，iref＝2vrefinvs/vm²。将ton、iref、is、vs、vn送入关断时间生成器得到关断时间控制信号toff的方法是，根据当前开关周期结束时的电感电流等于iref，关断时间生成器计算toff，toff＝k1[is-iref]+k2；其中k1、k2是与信号ton、vs、vn以及所述pfc变换器的电感电流纹波相关的系数。

图1示出，本发明的装置包括第一电流检测电路is1、第一电压检测电路vs1、电压峰值检测电路vps、第二电流检测电路is2、第二电压检测电路vs2、参考电流生成器rcg、关断时间生成器ofg、补偿器ec和脉冲频率调制器pfm组成。第一电流检测电路is1用于获得整流桥的输出电流信息is，第一电压检测电路vs1用于获得整流桥的输出电压信息vs，电压峰值检测电路vps用于获得整流桥输出电压的峰值信息vm，第二电流检测电路is2用于获得变换器td的输出电流信息in，第二电压检测电路vs2用于获得变换器td的输出电压信息vn，参考电流生成器rcg用于生成与输入电压形状相同且相位一致的电流参考信息iref，关断时间生成器ofg用于生成关断时间信号toff以控制开关管的关断时间，补偿器ec用于产生误差信号作为导通时间信号ton，以控制开关管的导通时间，脉冲频率调制器pfm用于产生控制时序vp，控制pfc变换器td开关管的导通和关断。

图2示出，参考电流生成器rcg由乘法器mu1、乘法器mu2、除法器div1以及除法器div2组成；乘法器mu1、乘法器mu2、除法器div1、除法器div2依次相连。

图3示出，关断时间生成器ofg由减法器sub1、乘法器mu3以及加法器add1组成；减法器sub1、乘法器mu3、加法器add1依次相连。

图4示出，脉冲频率调制器pfm由锯齿波产生器sg、加法器add2、加法器add3、减法器sub2、减法器sub3,、比较器cmp1、比较器cmp2、或门or组成。加法器add2、减法器sub2、比较器cmp1、或门or依次相连；加法器add2、加法器add3、锯齿波产生器sg依次相连；减法器sub3、比较器cmp2、或门or依次相连；锯齿波产生器sg分别与减法器sub2、减法器sub3相连。

其工作过程为，将vs、vm、in和电压基准vref送入参考电流生成器rcg，根据输入功率近似等于输出功率以及正弦波波峰因数，计算得到电感电流平均值参考信号iref，iref＝2vrefinvs/vm²；预设一个恒定导通时间ton，并将ton、iref、is、vs、vn送入关断时间生成器ofg，根据当前开关周期结束时的电感电流等于iref，计算关断时间控制信号toff，toff＝k1[is-iref]+k2；其中k1、k2是与信号ton、vs、vn以及所述pfc变换器的电感电流纹波相关的系数；将vn和预设的参考电压vref送入补偿器ec用于产生误差信号作为导通时间控制信号ton；将toff和ton送入脉冲频率调制器pfm产生控制时序vp，控制pfc变换器td开关管的导通和关断。

图5示出，实施例一的pfc变换器脉冲频率调制均值电流控制方法的装置，由变换器td和控制装置组成。

本例的装置其工作过程和原理是：

在每个开关周期开始时，检测变换器td整流桥的输出电流、输出电压及其峰值和pfc变换器的输出电流、输出电压，分别得到信号is、vs、vm、in、vn；将vs、vm、in和电压基准vref送入参考电流生成器，利用功率关系计算得到电感电流平均值参考信号iref，iref＝2vrefinvs/vm²；预设一个恒定导通时间ton，并将ton、iref、is、vs、vn送入关断时间生成器得到关断时间控制信号toff；将vn和vref送入补偿器得到的误差信号作为导通时间控制信号ton；将toff和ton送入脉冲频率调制器产生控制时序vp，控制pfc变换器开关管的导通和关断。

图6为关断时间控制信号toff生成示意图，关断时间生成器ofg的工作原理为：每个开关周期开始时，计算关断时间toff，计算条件为：①预设两段恒定导通时间均为ton，②当前开关周期结束时的电感电流值等于iref。计算得到关断时间toff＝k1[is-iref]+k2；其中k1、k2是与信号vs、vn、ton以及所述pfc变换器的电感电流纹波相关的系数。

上述参数k1和k2的具体表达式如下：其中ton为预设恒定导通时间，ml1和ml2分别为电感电流变化的上升斜率和下降斜率，即l为pfc变换器的电感。

图7为控制时序vp生成示意图，脉冲频率调制器pfm的工作原理为：将关断时间控制信号toff作为开关管在当前周期的关断时间；将vn和vref送入补偿器ec得到的误差信号作为开关管导通时间控制信号ton；在每个周期的开始时，开关管s导通、二极管d关断，电感电流上升，相应的输出电压也上升；开关管s经过导通时间ton后关断，同时二极管d导通，电感电流随即下降，相应的输出电压也下降。经过关断时间toff后，脉冲频率调制器pfm使控制脉冲由低电平变为高电平，开关管s再次导通、二极管d再次关断，开关管s再次经过导通时间ton后，当前开关周期结束。锯齿波vsaw受导通时间信号ton和关断时间信号toff控制，每个周期开始时，锯齿波vsaw增大，若vsaw>(2ton+toff)，vsaw置零，结束当前周期。开关管导通时间由导通时间控制信号ton和关断时间控制信号toff与锯齿波vsaw比较产生，若vsaw<ton或vsaw>(ton+toff)，脉冲频率调制器pfm输出高电平，否则输出低电平。其中，由于功率关系的限制，ton的均值为ton，并且在ton附近波动。

本例的变换器td为boostpfc变换器。

用psim仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图8为本发明实施例一pfc变换器稳态工作时的输入电压vin和输入电流iin的时域仿真波形图。仿真条件：输入电压vin是有效值为220v、频率为50hz的交流电压，参考电压vref对应输出电压400v、电感l为2mh、电容为500μf、负载电阻r为400ω、预设恒定导通时间ton为3μs、补偿器参数kp＝0.2、ki＝0.15。此时输入电流波形接近正弦，并与输入电压相位一致，实现了功率因数校正的功能。

图9a和图9b分别为传统平均电流控制和本发明的pfc变换器在负载电阻由500ω跳变到400ω时输出电压瞬态时域仿真波形图，变换器仿真条件与图8相同。负载变化后，两种控制方法均能使电压稳定在400v，但是由于传统平均电流控制的pfc变换器电压环pi补偿器的调节速度受到电流参考限制，需要经过90ms的时间才能恢复到400v；而采用本发明的pfc变换器，其输出电压没有明显波动。由此可知，当负载加载时，本发明拥有更快的输出电压瞬态响应速度。图9c和图9d分别为传统平均电流控制和本发明的pfc变换器在负载电阻由100ω跳变到400ω时输出电压瞬态时域仿真波形图，仿真条件与图8相同。传统平均电流控制的pfc变换器的调节时间为130ms，本发明的调节时间为20ms；传统平均电流控制的pfc变换器的输出电压峰值波动为35v，而本发明的输出电压波动很小。对比可知，当负载减载时，本发明的pfc变换器拥有更快的输出电压瞬态响应速度，且输出电压波动很小。

图10a和图10b分别为传统平均电流控制和本发明的pfc变换器在输入电压有效值由220v波动到176v时输出电压瞬态时域仿真波形图，仿真条件与图8相同。当输入电压发生波动时，两种控制方法均能使电压稳定在400v，传统平均电流控制的pfc变换器的调节时间为110ms，本发明的调节时间为50ms。图10c和图10d分别为传统平均电流控制和本发明的pfc变换器在输入电压有效值由220v跳变到264v时输出电压瞬态时域仿真波形图，仿真条件与图8相同。传统平均电流控制的pfc变换器的调节时间为80ms，本发明的调节时间为50ms。由此可知，当输入电压减小或增大时，本发明的pfc变换器均具有更快的输出电压瞬态响应速度。

图11a和图11b分别为传统平均电流控制和本发明的pfc变换器在负载电阻由100ω跳变到400ω时输入电流瞬态时域仿真波形图，仿真条件与图8相同。由图11可知，当负载发生跳变时，两种控制方法均能使输入电流波形呈正弦，并与输入电压相位一致，实现了功率因数校正的功能。传统平均电流控制的pfc变换器输入电流经过100ms重新恢复稳定，而本发明pfc变换器通过控制算法代替传统平均电流控制pfc变换器的电流环pi补偿器，输入电流没有明显波动。由此可知，当负载发生跳变时，本发明拥有更快的输入电流瞬态响应速度。

图12a和图12b分别为传统平均电流控制和本发明的pfc变换器在输入电压由220v波动到176v时输入电流瞬态时域仿真波形图，仿真条件与图8相同。由图12可知，传统平均电流控制的pfc变换器的调节时间为100ms，本发明的调节时间为10ms，即当输入电压发生波动时，本发明具有更快的输入电流瞬态响应速度。

实施例二

如图13所示，本例与实施例一基本相同，不同之处为：本例控制的变换器td为buck-boostpfc变换器。

本发明除可用于以上实施例中的pfc变换器外，还可用于反激pfc变换器、半桥pfc变换器或全桥pfc变换器等pfc变换器拓扑中。