一种Bus电压二次纹波抑制方法和装置与流程

本发明实施例涉及瞬时功率控制技术，尤指一种bus电压二次纹波抑制方法和装置。

背景技术：

单相电源设备在生活中应用广泛，但是因为许多原因，会影响其电能输出质量，其中总线bus电压二次纹波就是导致输出电流三次谐波较大的主因。当单相逆变器功率因数(pf)等于1时，因为单相逆变器交流功率计算如下公式：

p＝u*i；——关系式1

其中p为交流瞬时功率；u为瞬时电压；i—瞬时电流；urms为电压有效值；irms为电流有效值；ω为工频50hz。

由关系式1、2、3可以推导出：

因此，交流功率是一个频率100hz的脉动功率。因为单相逆变器的拓扑结构，所以导致bus电压上存在100hz的纹波(即二次纹波)。由于单相逆变器的控制，这个二次纹波经过逆变器控制后，会在输出电流上产生三次谐波，从而影响逆变器输出电流谐波(thdi)和电能质量。

单相逆变器的控制框图如图1所示，其中1a为bus电压参考；1b为pi控制器；1c为电流参考；1d为sin三角函数；1e为电流闭环控制器；1f为等效阻抗；1g为反馈函数。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明实施例提供了一种bus电压二次纹波抑制方法和装置，能够减小逆变器输出电流中的三次谐波，提高逆变器的电流输出质量。

为了达到本发明实施例目的，本发明实施例提供了一种bus电压二次纹波抑制方法，该方法包括：；

判断逆变器boost电路当前所处的工作模式；其中该工作模式包括电流连续模式ccm模式和电流断续模式dcm模式；

根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量；

将输出补偿量叠加到boos电路的控制输出量上；

通过叠加有输出补偿量的控制输出量控制boost电路。

可选地，判断逆变器boost电路当前所处的工作模式包括：

当逆变器boost电路的直流母线电压udc与直流输入光伏pv电压upv满足：udc*(1-d0)＝upv时，判定逆变器boost电路处于ccm模式；

当逆变器boost电路的直流母线电压udc与直流输入pv电压upv满足：udc*(1-d0)＞upv时，判定所述逆变器boost电路处于所述dcm模式；

其中，d0为脉冲宽度调制pwm占空比。

可选地，根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量包括：

在ccm模式下，分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第一计算式以及直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第二计算式；

将第一计算式与第二计算式联立获取第一pwm补偿占空比；

将第一pwm补偿占空比作为ccm模式下的输出补偿量。

可选地，在不存在pv电压波动的情况下：

第一计算式包括：

第二计算式包括：

第一pwm补偿占空比包括：

其中，δil1为ccm模式下直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流；δil2为ccm模式下直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流；l为电感的电感值；upv为pv电压；t为pwm周期；udc为直流母线电压；为直流母线电压的直流量；为直流母线电压的交流量；δd1为第一pwm补偿占空比。

可选地，在存在pv电压波动的情况下：

第一计算式包括：

所述第二计算式包括：

第一pwm补偿占空比包括：

其中，为pv电压的直流量；为pv电压的交流量。

可选地，在不存在pv电压波动的情况下，根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量还包括：

在dcm模式下，分别获取boost电路在断开时的放电电流对应的第三计算式以及boost电路在闭合时的充电电流对应的第四计算式；

将第三计算式与第四计算式联立获取boost电路的周期平均电流；

根据周期平均电流分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第五计算式以及直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第六计算式；

将第五计算式与第六计算式联立获取第二pwm补偿占空比；

将第二pwm补偿占空比作为dcm模式下的输出补偿量。

可选地，第三计算式包括：

第四计算式包括：

boost电路的周期平均电流包括：

第五计算式包括：

第六计算式包括：

第二pwm补偿占空比包括：

其中，为boost电路的周期平均电流；ion为电感充电电流；ioff为电感放电电流；t′为电感放电时间；δil3为dcm模式下不存在pv电压波动的情况时直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流；δil4为dcm模式下不存在pv电压波动的情况时直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流；δd2为第二pwm补偿占空比。

可选地，在存在pv电压波动的情况下：

根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量还包括：

在dcm模式下，分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第七计算式以及所述直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第八计算式；

将第七计算式与所述第八计算式联立获取第二pwm补偿占空比；

将第二pwm补偿占空比作为dcm模式下的输出补偿量。

可选地，

第七计算式包括：

第八计算式包括：

第二pwm补偿占空比包括：

其中，δil5为dcm模式下存在pv电压波动的情况时直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流；δil6为dcm模式下存在pv电压波动的情况时直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流。

本发明实施例还提供了一种bus电压二次纹波抑制装置，该装置包括：

判断模块，用于判断逆变器boost电路当前所处的工作模式；其中工作模式包括电流连续模式ccm模式和电流断续模式dcm模式；

计算模块，用于根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量；

补偿模块，用于将输出补偿量叠加到boos电路的控制输出量上；

控制模块，用于通过叠加有输出补偿量的控制输出量控制boost电路。

本发明实施例包括：判断逆变器boost电路当前所处的工作模式；其中该工作模式包括电流连续模式ccm模式和电流断续模式dcm模式；根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量；将输出补偿量叠加到boos电路的控制输出量上；通过叠加有输出补偿量的控制输出量控制boost电路。通过该实施例方案，减小了逆变器输出电流中的三次谐波，提高了逆变器的电流输出质量。

本发明实施例的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明实施例而了解。本发明实施例的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明实施例技术方案的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本申请的实施例一起用于解释本发明的技术方案，并不构成对本发明实施例技术方案的限制。

图1为常规的单相逆变器的控制框图；

图2为本发明实施例的bus电压二次纹波抑制方法流程图；

图3(a)为本发明实施例的boost工作电路igbt断开状态示意图；

图3(b)为本发明实施例的boost工作电路igbt闭合状态示意图；

图4为本发明实施例的改善后boost控制框图；

图5为本发明实施例的在不同电网频率和不同母线bus电容条件下的仿真结果示意图；

图6为本发明实施例的在不同功率和不同母线bus电容条件下的仿真结果示意图；

图7为本发明实施例的在不同母线bus电压和不同母线bus电容条件下的仿真结果示意图；

图8为本发明实施例的bus电压二次纹波抑制装置组成框图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下文中将结合附图对本发明的实施例进行详细说明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。

在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行。并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

为了达到本发明实施例目的，如图2所示，本发明实施例提供了一种bus电压二次纹波抑制方法，该方法包括步骤s101-s104：

s101、判断逆变器boost电路当前所处的工作模式；其中该工作模式包括电流连续模式ccm模式和电流断续模式dcm模式。

可选地，判断逆变器boost电路当前所处的工作模式可以包括：

当逆变器boost电路的直流母线电压udc与直流输入光伏pv电压upv满足：udc*(1-d0)＝upv时，判定逆变器boost电路处于ccm模式；

当逆变器boost电路的直流母线电压udc与直流输入pv电压upv满足：udc*(1-d0)＞upv时，判定所述逆变器boost电路处于所述dcm模式；

其中，d0为脉冲宽度调制pwm占空比。

在本发明实施例中，根据boost工作原理，母线直流电压(udc)与直流输入pv电压(upv)满足公式：根据boost工作原理可知，当udc*(1-d0)＝upv时，boost电路处于ccm模式；当udc*(1-d0)>upv时，boost电路处于dcm模式。

s102、根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量。

在本发明实施例中，根据背景技术中内容已知，功率p＝urms*irms*[1-cos(2ωt)]，周期功率对于瞬时状态存在功率波动δp，其中，

在本发明实施例中，又知所以得到其中，udc为直流母线电压，是由直流电压和小分量交流电压组成，所以cbus为是指当前的逆变器直流母线电容。

在本发明实施例中，基于上述内容可知，在极限条件下，

联立关系式4和关系式5，可得：

等号两边积分推导可得：

在本发明实施例中，基于上述基本知识，可以分别从不考虑pv电压波动情况和考虑pv电压波动情况两中情况下，分别根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量。

情况一、不考虑pv电压波动情况

1、boost工作在ccm模式下

可选地，根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量可以包括s201-s203：

s201、在ccm模式下，分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第一计算式以及直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第二计算式。

在本发明实施例中，直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流的表达式如下所示，即第一计算式包括：

在本发明实施例中，直流母线有无电压波动情况下流经电感的电流的表达式如下所示，即第二计算式包括：

其中，δil1为ccm模式下直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流；δil2为ccm模式下直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流；l为电感的电感值；upv为pv电压(即逆变器直流侧输入电压)；t为pwm周期；udc为直流母线电压；为直流母线电压的直流量；为直流母线电压的交流量；δd1为第一pwm补偿占空比。

s202、将第一计算式与第二计算式联立获取第一pwm补偿占空比。

在本发明实施例中，联立关系式7和关系式8，即使关系式7＝关系式8，推导可得：

即，第一pwm补偿占空比包括：

在本发明实施例中，这两个关系式可以相等是因为关系式8是增加补偿δd1后得到的，但是只是减小波动，不影响流经电感的电流大小。

s203、将第一pwm补偿占空比作为ccm模式下的输出补偿量。

2、boost工作在dcm模式下

可选地，在不存在pv电压波动的情况下，根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量还包括s301-s305：

s301、在dcm模式下，分别获取boost电路在断开时的放电电流对应的第三计算式以及boost电路在闭合时的充电电流对应的第四计算式。

在本发明实施例中，boost工作在dcm模式下，分为igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管)断开和igbt闭合两个时刻，如图3(a)和图3(b)所示。在igbt断开时，电感放电；igbt闭合时，电感充电。由于充放电电流相等，所以满足：

即第三计算式包括：第四计算式包括：其中，ion为电感充电电流；ioff为电感放电电流；t^′为电感放电时间。

s302、将第三计算式与第四计算式联立获取boost电路的周期平均电流。

在本发明实施例中，通过将上述关系式联立可得，

在本发明实施例中，由于在dcm模式下，所以t′<(1-d0)*t，在(1-d0)*t-t′时间里，无电流。因此，boost电路的周期平均电流满足

即，boost电路的周期平均电流包括：

s303、根据周期平均电流分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第五计算式以及直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第六计算式。

在本发明实施例中，根据上述的boost电路的周期平均电流的计算式可得，在dcm模式下不存在pv电压波动的情况时直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流δil3满足第五计算式；

其中第五计算式包括：

在本发明实施例中，根据上述的boost电路的周期平均电流的计算式可得，在dcm模式下不存在pv电压波动的情况时直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流δil4满足第六计算式，

其中第六计算式包括：

需要说明的是，δd2为第二pwm补偿占空比，即不考虑pv电压波动情况时，boost工作在dcm模式下的补偿量。

s304、将第五计算式与第六计算式联立获取第二pwm补偿占空比。

在本发明实施例中，联立关系式11和关系式12，即使关系式11＝关系式12，可得：

在本发明实施例中，因为δd2是补偿量，是一个很小的值，所以忽略δd2²的影响，可化简为：

即，第二pwm补偿占空比包括：

s305、将第二pwm补偿占空比作为dcm模式下的输出补偿量。

在本发明实施例中，综合上述的不考虑pv电压波动情况下的情况1和2，可得boost控制pwm补偿占空比为：

情况二、考虑pv电压波动情况，此时有其中，为pv电压的直流量；为pv电压的交流量。

1、boost工作在ccm模式下

可选地，根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量可以包括s401-s403：

s401、在ccm模式下，分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第一计算式以及直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第二计算式。

在本发明实施例中，考虑pv电压波动情况时，直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流的表达式如下所示，即第一计算式包括：

在本发明实施例中，考虑pv电压波动情况时，直流母线有无电压波动情况下流经电感的电流的表达式如下所示，即所述第二计算式包括：

其中，δil1为ccm模式下直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流；δil2为ccm模式下直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流；l为电感的电感值；upv为pv电压(即逆变器直流侧输入电压)；t为pwm周期；udc为直流母线电压；为直流母线电压的直流量；为直流母线电压的交流量；δd1为第一pwm补偿占空比。

s402、将第一计算式与第二计算式联立获取第一pwm补偿占空比。

在本发明实施例中，联立关系式14和关系式15，即使关系式14＝关系式15，推导可得：即，第一pwm补偿占空比包括：

在本发明实施例中，这关系式14和关系式15可以相等是因为关系式15是增加补偿δd1后得到的，但是只是减小波动，不影响流经电感的电流大小。

s403、将第一pwm补偿占空比作为ccm模式下的输出补偿量。

2、boost工作在dcm模式下

可选地，在存在pv电压波动的情况下，根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量还包括s501-s503：

s501、在dcm模式下，分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第七计算式以及所述直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第八计算式。

在本发明实施例中，考虑pv电压波动情况时，在dcm模式下直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流的表达式如下所示，即第七计算式包括：

在本发明实施例中，考虑pv电压波动情况时，在dcm模式下直流母线有无电压波动情况下流经电感的电流的表达式如下所示：即所述第八计算式包括

其中，δil5为dcm模式下存在pv电压波动的情况时直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流；δil6为dcm模式下存在pv电压波动的情况时直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流；l为电感的电感值；upv为pv电压(即逆变器直流侧输入电压)；t为pwm周期；udc为直流母线电压；为直流母线电压的直流量；为直流母线电压的交流量；δd2为第二pwm补偿占空比。

s502、将第七计算式与所述第八计算式联立获取第二pwm补偿占空比。

在本发明实施例中，联立关系式17和关系式18，即使关系式17＝关系式18，推导可得：

即，第二pwm补偿占空比包括：

在本发明实施例中，这关系式17和关系式18可以相等是因为关系式18是增加补偿δd2后得到的，但是只是减小波动，不影响流经电感的电流大小。

s503、将第二pwm补偿占空比作为dcm模式下的输出补偿量。

在本发明实施例中，在本发明实施例中，综合上述的考虑pv电压波动情况下的情况1和2，可得boost控制pwm补偿占空比为：

s103、将输出补偿量叠加到boos电路的控制输出量上；

s104、通过叠加有输出补偿量的控制输出量控制boost电路。

在本发明实施例中，通过前述的步骤s102计算出不同工作模式下的补偿量以后，可以将该补偿量叠加到boos电路的控制输出量上，从而对boost电路进行控制。

在本发明实施例中，下面通过具体实施例对本发明实施例方案做详细说明。

如图3(a)和图3(b)所示的boost电路，包括pv电压源1、boost电感2、igbt3、防反二极管4、母线bus电容5和母线bus电压6。如图4所示的改善后boost控制框图，包括pv电压参考2a、pv电压2b、bus电压2c、pv电压环pi控制器2d、pv电流参考2e、pv电流2f、pv电流环pi控制器2g、控制器输出duty2h和duty补偿控制2i。

无需增加额外的电压或者电流传感器，只需要在boost电路工作情况下，根据此时逆变器boost电路所处状态模式(ccm模式或者dcm模式)，在boost控制输出中加入补偿量，以此抑制bus电压二次纹波。因此，本发明实施例的硬件电路可以采用当前存在的boost电路。如图4所示，与当前的控制方法相比，通过增加的duty补偿控制2i，实现减小bus电压100hz纹波。duty补偿控制可以分为以下步骤进行：

s11、判断逆变器boost电路处于ccm模式还是dcm模式；

s12、判断pv电压此时是否有波动；

s13、根据s11和s12两项的判断结果，按照已在上述内容中推导的关系式进行duty补偿控制(2i)。

其中，pv电压无波动情况，duty补偿控制(2i)满足：

pv电压存在波动情况，进行duty补偿控制(2i)满足：

其中，关系式中的udc和upv可以通过dsp采样所得，是udc平均值，是upv平均值，均可以通过平均值计算所得。

s14、duty补偿控制(2i)输出叠加在pv电流环pi(2g)的输出上，得到最终的boost控制duty(2h)。

在本发明实施例中，为了更好地展示本发明实施例的结果，现举实例说明。主要参数如下：

两级光伏逆变器结构，逆变采用h5拓扑；

pv电压250v，pv参考电压200v；

电网：电压230v。

在图4的控制方式下，母线bus电压纹波与母线bus电压最大值和最小值比值仿真结果如下：

在不同电网频率和不同母线bus电容条件下，仿真结果如图5所示；

在不同功率和不同母线bus电容条件下，仿真结果如图6所示；

在不同母线bus电压和不同母线bus电容条件下，仿真结果如图7所示。

从仿真结果可以看出，采用本发明实施例方案，在实际运用中母线标准bus电压为365v左右，此时纹波与母线bus电压比值约为0.04。

本发明实施例还提供了一种bus电压二次纹波抑制装置1，如图8所示，该装置可以包括：

判断模块11，用于判断逆变器boost电路当前所处的工作模式；其中工作模式包括电流连续模式ccm模式和电流断续模式dcm模式；

计算模块12，用于根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量；

补偿模块13，用于将输出补偿量叠加到boos电路的控制输出量上；

控制模块14，用于通过叠加有输出补偿量的控制输出量控制boost电路。

可选地，判断模块11判断逆变器boost电路当前所处的工作模式可以包括：

当逆变器boost电路的直流母线电压udc与直流输入光伏pv电压upv满足：udc*(1-d0)＝upv时，判定逆变器boost电路处于ccm模式；

当逆变器boost电路的直流母线电压udc与直流输入pv电压upv满足：udc*(1-d0)＞upv时，判定所述逆变器boost电路处于所述dcm模式；

其中，d0为脉冲宽度调制pwm占空比。

可选地，计算模块12根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量可以包括：

在ccm模式下，分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第一计算式以及直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第二计算式；

将第一计算式与第二计算式联立获取第一pwm补偿占空比；

将第一pwm补偿占空比作为ccm模式下的输出补偿量。

可选地，在不存在pv电压波动的情况下：

第一计算式包括：

第二计算式包括：

第一pwm补偿占空比包括：

其中，δil1为ccm模式下直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流；δil2为ccm模式下直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流；l为电感的电感值；upv为pv电压；t为pwm周期；udc为直流母线电压；为直流母线电压的直流量；为直流母线电压的交流量；δd1为第一pwm补偿占空比。

可选地，在存在pv电压波动的情况下：

第一计算式包括：

所述第二计算式包括：

第一pwm补偿占空比包括：

其中，为pv电压的直流量；为pv电压的交流量。

可选地，在不存在pv电压波动的情况下，计算模块12根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量还可以包括：

在dcm模式下，分别获取boost电路在断开时的放电电流对应的第三计算式以及boost电路在闭合时的充电电流对应的第四计算式；

将第三计算式与第四计算式联立获取boost电路的周期平均电流；

根据周期平均电流分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第五计算式以及直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第六计算式；

将第五计算式与第六计算式联立获取第二pwm补偿占空比；

将第二pwm补偿占空比作为dcm模式下的输出补偿量。

可选地，第三计算式包括：

第四计算式包括：

boost电路的周期平均电流包括：

第五计算式包括：

第六计算式包括：

第二pwm补偿占空比包括：

其中，为boost电路的周期平均电流；ion为电感充电电流；ioff为电感放电电流；t′为电感放电时间；δil3为dcm模式下不存在pv电压波动的情况时直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流；δil4为dcm模式下不存在pv电压波动的情况时直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流；δd2为第二pwm补偿占空比。

可选地，在存在pv电压波动的情况下：

计算模块12根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量还可以包括：

在dcm模式下，分别获取直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流对应的第七计算式以及所述直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流对应的第八计算式；

将第七计算式与所述第八计算式联立获取第二pwm补偿占空比；

将第二pwm补偿占空比作为dcm模式下的输出补偿量。

可选地，

第七计算式包括：

第八计算式包括：

第二pwm补偿占空比包括：

其中，δil5为dcm模式下存在pv电压波动的情况时直流母线上无电压波动情况下流经电感的电流；δil6为dcm模式下存在pv电压波动的情况时直流母线上有电压波动情况下流经电感的电流。

本发明实施例包括：判断逆变器boost电路当前所处的工作模式；其中该工作模式包括电流连续模式ccm模式和电流断续模式dcm模式；根据逆变器boost电路当前所处的工作模式计算输出补偿量；将输出补偿量叠加到boos电路的控制输出量上；通过叠加有输出补偿量的控制输出量控制boost电路。通过该实施例方案，减小了逆变器输出电流中的三次谐波，提高了逆变器的电流输出质量。

虽然本发明所揭露的实施方式如上，但所述的内容仅为便于理解本发明而采用的实施方式，并非用以限定本发明。任何本发明所属领域内的技术人员，在不脱离本发明所揭露的精神和范围的前提下，可以在实施的形式及细节上进行任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。