减小功率变换器输出端储能电容的方法及系统与流程
本发明涉及功率变换领域，特别是涉及一种减小功率变换器输出端储能电容的方法及系统。
背景技术：
在空调变频器中，加入有源功率因数校正pfc(powerfactorcorrection)变换器，能够提高电网的功率因数以及降低流入电网的谐波。但随着功率因数的提高，pfc变换器输出端的储能电容往往需要选取较大容量，以平衡电网二倍频的功率波动。输入功率波动在储能电容上形成二倍频的充放电电流，也即是通常所说的低频纹波电流。通常电容厂商在说明书中会给出此款电容纹波电流的耐受值，一般的，电容的容值越大，纹波电流的耐受能力越强。但是电容的容值越大，其体积和成本也相应增加，非常不利于系统功率密度的提高和成本的降低。
如图1所示，现有技术中交流输入11经过谐波注入电路12后进入整流电路13，整流电路13的输出信号进入pfc变换电路14转化为直流母线电压，pfc控制电路15控制pfc变换电路14工作，且pfc变换电路14的输出信号通过逆变电路16控制压缩机17，同时，压缩机17的输出信号通过逆变器控制电路18控制逆变电路16。通过在交流输入11与整流电路13之间设置谐波注入电路12在电网输入电流上注入谐波电流来减小输入至pfc变换电路14的输入功率脉动，从而减小pfc变换电路14输出端的储能电容。但是由于需要增加谐波注入电路，因此不利于产品成本以及功率密度的控制。
如图2所示，现有技术中还在pfc变换器的输入端设置硬件谐波注入电路21，再通过pfc控制电路22在pfc输入电流上注入谐波电流来减小输入至pfc变换器的输入功率脉动，从而减小pfc变换器输出端的储能电容cb。其缺点一是需要增加谐波注入电路21，因此不利于产品成本以及功率密度的控制；二是由于谐波注入电路21为硬件方式实现，因此不利于谐波注入电流阶次以及比例的调整。
因此，如何提出一种有利于产品成本、功率密度控制，有利于谐波注入电流阶次、比例调整的减小功率变换器输出端储能电容的方案，已成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。
技术实现要素：
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种减小功率变换器输出端储能电容的方法及系统，用于解决现有技术中减小功率变换器输出端储能电容的方案不利于产品成本及功率密度控制，不利于谐波注入电流阶次及比例调整等问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种减小功率变换器输出端储能电容的方法，所述减小功率变换器输出端储能电容的方法至少包括：
采集功率变换器中pfc主电路前端的输入电压、所述pfc主电路中的pfc电感电流及所述pfc主电路输出的直流母线电压；
基于所述pfc主电路前端的输入电压和所述pfc主电路输出的直流母线电压，得到所述pfc主电路中的pfc电感的预给定电流；
基于所述pfc主电路前端的输入电压和所述pfc主电路输出的直流母线电压，得到n个对应比例的j次补偿电流的组合；其中，n为大于零的整数，j为大于1的奇数；
在所述pfc电感的预给定电流中注入所述n个对应比例的j次补偿电流的组合，得到所述pfc主电路中的pfc电感的给定电流；
基于所述pfc电感电流及所述pfc电感的给定电流生成所述pfc主电路中的功率开关管的控制信号的占空比；
基于所述功率开关管的控制信号的占空比控制所述功率开关管的通断。
可选地，所述pfc主电路前端的输入电压包括电网输入电压；得到所述pfc主电路中的pfc电感的预给定电流的步骤包括：
基于所述电网输入电压得到所述电网输入电压基波的相位角以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值；
基于所述pfc主电路输出的直流母线电压得到所述pfc电感的预给定电流的幅值；
当所述电网输入电压为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述电网输入电压基波的相位角的正弦值相乘；当所述电网输入电压为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述电网输入电压基波的相位角的正弦值相乘后取反；以得到所述pfc电感的预给定电流；
得到n个对应比例的j次补偿电流的组合的步骤包括：
基于所述电网输入电压得到所述电网输入电压基波的相位角以及n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值；
将所述n个对应比例的所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值求和得到第一补偿因子；
基于所述pfc主电路输出的直流母线电压得到所述pfc电感的预给定电流的幅值；
当所述电网输入电压为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述第一补偿因子相乘；当所述电网输入电压为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述第一补偿因子相乘后取反；以得到n个对应比例的j次补偿电流的组合。
可选地，所述pfc主电路前端的输入电压包括电网输入电压；得到所述pfc主电路中的pfc电感的给定电流的步骤替换为：
基于所述电网输入电压得到所述电网输入电压基波的相位角以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值和n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值；
将所述电网输入电压基波的相位角的正弦值与n个对应比例系数的所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值求和得到第二补偿因子；
基于所述pfc主电路输出的直流母线电压得到所述pfc电感的预给定电流的幅值；
当所述电网输入电压为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述第二补偿因子相乘；当所述电网输入电压为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述第二补偿因子相乘后取反；以得到所述pfc电感的给定电流。
更可选地，所述pfc主电路前端的输入电压包括电网输入电压以及所述pfc主电路的输入电压；
得到所述电网输入电压基波的相位角以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值和n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值的步骤替换为：
基于所述pfc主电路的输入电压得到所述电网输入电压基波的相位角的正弦值的绝对值；
基于所述电网输入电压以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值的绝对值得到所述电网输入电压基波的相位角以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值和n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值。
可选地，所述pfc电感的给定电流满足如下关系式：
其中，ilb_ref为所述pfc电感的给定电流，ilb_1为所述pfc电感的预给定电流，ilb_j为j次补偿电流，kj为j次补偿电流的对应比例系数，im为所述pfc电感的预给定电流的幅值，θ为所述电网输入电压基波的相位角，uin为所述电网输入电压。
可选地，生成所述pfc主电路中的功率开关管的控制信号的占空比的方法包括，基于所述pfc电感电流与所述pfc电感的给定电流的差值生成所述控制信号的占空比，使得所述pfc电感电流跟随所述pfc电感的给定电流。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种减小功率变换器输出端储能电容的系统，用于上述减小功率变换器输出端储能电容的方法，所述减小功率变换器输出端储能电容的系统至少包括：
功率变换器、采样模块、控制器及pfc驱动模块；
所述功率变换器包括整流电路及pfc主电路；所述整流电路接收电网输入电压，对所述电网输入电压进行整流，并输出至所述pfc主电路的输入端；
所述pfc主电路连接于所述整流电路的输出端，用于将经过整流的所述电网输入电压转换为直流母线电压；
所述采样模块连接所述功率变换器，获取所述pfc主电路前端的输入电压、pfc电感电流及所述pfc主电路输出的直流母线电压；所述pfc主电路前端的输入电压包括所述电网输入电压，或者pfc主电路的输入电压及所述电网输入电压；
所述控制器连接所述采样模块，接收所述pfc主电路前端的输入电压、所述pfc电感电流及所述pfc主电路输出的直流母线电压，用于得到所述pfc电感的给定电流，并基于所述pfc电感电流及所述pfc电感的给定电流生成所述pfc主电路中的功率开关管的控制信号的占空比；
所述pfc驱动模块连接于所述控制器与所述功率变换器之间，基于所述控制器的输出信号驱动所述pfc主电路中的功率开关管导通或关断。
可选地，所述控制器包括信号调理模块以及控制模块；
所述信号调理模块连接于所述采样模块的输出端，用于对所述采样模块的输出信号进行放大、滤波；
所述控制模块连接于所述信号调理模块的输出端，基于所述信号调理模块的输出信号生成所述pfc主电路中的功率开关管的控制信号的占空比。
更可选地，所述控制模块包括处理单元、幅值计算单元、预给定电流产生单元、补偿单元、加法单元、闭环控制单元及脉冲宽度调制单元；
所述处理单元接收所述pfc主电路前端的输入电压，用于得到所述电网输入电压基波的相位角以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值和n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值；
所述幅值计算单元接收所述pfc主电路输出的直流母线电压，得到pfc电感的预给定电流的幅值；
所述预给定电流产生单元连接于所述处理单元及所述幅值计算单元的输出端，当所述电网输入电压为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述电网输入电压基波的相位角的正弦值相乘；当所述电网输入电压为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述电网输入电压基波的相位角的正弦值相乘后取反；得到所述pfc电感的预给定电流；
所述补偿单元连接于所述处理单元及所述幅值计算单元的输出端，将n个对应比例的所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值求和得到第一补偿因子；当所述电网输入电压为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述第一补偿因子相乘；当所述电网输入电压为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述第一补偿因子相乘后取反；得到n个对应比例的j次补偿电流的组合；
所述加法单元连接于所述补偿单元及所述预给定电流产生单元的输出端，将所述n个对应比例的j次补偿电流的组合与所述pfc电感的预给定电流相加得到所述pfc电感的给定电流；
所述闭环控制单元连接所述加法单元的输出端，并接收所述pfc电感电流，基于所述pfc电感的给定电流及所述pfc电感电流产生一调整信号；
所述脉冲宽度调制单元连接于所述闭环控制单元的输出端，基于所述调整信号生成所述pfc主电路中的功率开关管的控制信号的占空比；
其中，n为大于零的整数，j为大于1的奇数。
更可选地，所述控制模块包括处理单元、补偿单元、幅值计算单元、乘法单元、闭环控制单元及脉冲宽度调制单元；
所述处理单元接收所述pfc主电路前端的输入电压，用于得到所述电网输入电压基波的相位角以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值和n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值；
所述补偿单元连接于所述处理单元的输出端，将所述电网输入电压基波的相位角的正弦值与n个对应比例系数的所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值求和得到第二补偿因子；
所述幅值计算单元接收所述pfc主电路输出的直流母线电压，得到pfc电感的预给定电流的幅值；
所述乘法单元连接于所述补偿单元及所述幅值计算单元的输出端，当所述电网输入电压为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述第二补偿因子相乘；当所述电网输入电压为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值与所述第二补偿因子相乘后取反；得到所述pfc电感的给定电流；
所述闭环控制单元连接所述乘法单元的输出端，并接收所述pfc电感电流，基于所述pfc电感的给定电流及所述pfc电感电流产生一调整信号；
所述脉冲宽度调制单元连接于所述闭环控制单元的输出端，基于所述调整信号生成所述pfc主电路中的功率开关管的控制信号的占空比；
其中，n为大于零的整数，j为大于1的奇数。
如上所述，本发明的减小功率变换器输出端储能电容的方法及系统，具有以下有益效果：
本发明的减小功率变换器输出端储能电容的方法及系统采用软件的方式减小pfc变换电路输出端的储能电容，大大减小产品成本，有利于功率密度的控制，且谐波注入电流阶次以及比例的调整更为灵活，适于产业应用。
附图说明
图1显示为现有技术中减小pfc变换电路输出端储能电容的一种电路的示意图。
图2显示为现有技术中减小pfc变换电路输出端储能电容的另一种电路的示意图。
图3显示为本发明的减小功率变换器输出端储能电容的方法的一种流程示意图。
图4显示为本发明的电网输入电流基波，以及所述电网输入电流的3次谐波、5次谐波、7次谐波的波形示意图。
图5显示为本发明的pfc电感的预给定电，以及3次补偿电流、5次补偿电流、7次补偿电流的波形示意图。
图6显示为本发明在pfc电感的预给定电流中注入对应比例的j次谐波的波形示意图。
图7显示为本发明的pfc主电路中纹波电流的示意图。
图8显示为本发明的pfc主电路的基波输入功率、3次补偿电流功率、注入3次补偿电流后的输入功率及其平均值的波形示意图。
图9显示为本发明中未注入补偿电流的储能电容纹波电流及其有效值的波形示意图。
图10显示为本发明中注入比例为32％的3次补偿电流后的储能电容纹波电流及其有效值的波形示意图。
图11显示为本发明中注入比例为32％的3次补偿电流和16％的5次补偿电流后的储能电容纹波电流及其有效值的波形示意图。
图12显示为本发明中注入比例为32％的3次补偿电流、16％的5次补偿电流和8％的7次补偿电流后的储能电容纹波电流及其有效值的波形示意图。
图13显示为本发明中注入比例为50％的3次补偿电流、25％的5次补偿电流和12.5％的7次补偿电流后的储能电容纹波电流及其有效值的波形示意图。
图14显示为本发明的减小功率变换器输出端储能电容的系统的结构示意图。
图15显示为本发明的控制模块的一种结构示意图。
图16显示为本发明的减小功率变换器输出端储能电容的方法的另一种流程示意图。
图17显示为本发明的控制模块的另一种结构示意图。
图18显示为本发明得到电网输入电压基波的相位角、电网输入电压基波的相位角的正弦值及n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值的方法的另一种流程示意图。
图19显示为本发明的控制模块的又一种结构示意图。
图20显示为本发明的控制模块的再一种结构示意图。
元件标号说明
1减小储能电容的电路11交流输入
12谐波注入电路13整流电路
14pfc变换电路15pfc控制电路
16逆变电路17压缩机
18逆变器控制电路2减小储能电容的电路
21谐波注入电路22pfc控制电路
3减小功率变换器输出端储能电容的系统31功率变换器
311整流电路312pfc主电路
32采样模块33控制器
331信号调理模块332控制模块
332a处理单元332a’处理单元
332b幅值计算单元332c预给定电流产生单元
332d补偿单元332e加法单元
332f闭环控制单元332g脉冲宽度调制单元
332h处理单元332h’处理单元
332i补偿单元332j幅值计算单元
332k乘法单元332l闭环控制单元
332m脉冲宽度调制单元34pfc驱动模块
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
请参阅图3～图20。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
实施例一
如图3所示，本实施例提供一种减小功率变换器输出端储能电容的方法，所述减小功率变换器输出端储能电容的方法包括：
11)采集功率变换器中pfc主电路前端的输入电压、所述pfc主电路中的pfc电感电流ilb及所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus。
具体地，所述pfc主电路前端的输入电压包括电网输入电压uin及所述pfc主电路的输入电压upfc_in。在本实施例中，所述pfc主电路前端的输入电压包括电网输入电压uin。
12)基于所述pfc主电路前端的输入电压和所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus，得到pfc电感的预给定电流ilb_1。
具体地，在本实施例中，得到所述pfc电感的预给定电流ilb_1的步骤包括：
121)基于所述电网输入电压uin得到所述电网输入电压基波的相位角θ以及所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ。
具体地，在本实施例中，所述电网输入电压基波的相位角θ通过对所述电网输入电压uin进行相位锁定(例如单相锁相环)得到，所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ通过数学运算或表格查找得到。在实际应用中，任意可获得相位角及其正弦值的方式均适用于本发明，例如对所述电网输入电压进行采样得到的瞬时值uin，然后通过对一个工频周期内的各个采样值进行计算得到有效值uin_rms，从而得到电网输入电压的相位角正弦值sinθ，满足如下关系式：
122)基于所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus得到所述pfc电感的预给定电流的幅值im；当所述电网输入电压uin为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ相乘；当所述电网输入电压uin为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ相乘后取反；以得到所述pfc电感的预给定电流ilb_1。需要说明的是，当所述电网输入电压uin为负时，也可将所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ取反后再与所述pfc电感的预给定电流的幅值im相乘。
具体地，所述pfc电感的预给定电流ilb_1为电网输入电流基波iin_1的绝对值，满足如下关系式：
需要说明的是，获得所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ与所述pfc电感的预给定电流的幅值im的先后顺序不限，不以本实施例为限。
13)基于所述pfc主电路前端的输入电压和所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus，得到n个对应比例的j次补偿电流的组合；其中，n为大于零的整数，j为大于1的奇数。
具体地，在本实施例中，得到n个对应比例的j次补偿电流的组合的步骤包括：
131)基于所述电网输入电压uin得到所述电网输入电压基波的相位角θ以及n个所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)。
具体地，在本实施例中，所述电网输入电压基波的相位角θ通过对所述电网输入电压uin进行相位锁定(例如单相锁相环)得到，所述n个所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)通过数学运算或表格查找得到。在实际应用中，任意可获得相位角及其j倍正弦值的方式均适用于本发明。本步骤可与步骤121)合并为同一步骤。
132)将所述n个对应比例的所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)求和得到第一补偿因子a1。
具体地，所述第一补偿因子a1满足如下关系式：a1＝∑(kj×sin(jθ))，其中，kj为j次补偿电流对应的比例系数。
需要说明的是，比例系数kj依据系统工作电流以及各个国家、各个行业的标准确定。例如，对于额定功率1000w、电网输入电压220v的变频空调，当变频空调系统工作在额定功率时，工作电流幅值为6.782a、有效值为4.545a，并且需要满足gb17625.1电流谐波标准的要求(最大允许3次谐波电流为2.3a、5次谐波电流为1.14a、7次谐波电流为0.77)，再综合考虑pfc主电路中的功率开关管的损耗以及预留一定谐波电流余量，则k3设定为32％，k5设定为16％，k7设定为8％。当变频空调系统工作在大于额定功率时，工作电流增大，此时需相应减小所述比例系数kj以满足电流谐波标准。当变频空调系统工作在小于额定功率时，工作电流减小，在满足电流谐波标准的要求下，可适当增大所述比例系数kj。所述比例系数kj的具体数值根据实际应用场合进行设定，在此不一一赘述。
133)基于所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus得到所述pfc电感的预给定电流的幅值im；当所述电网输入电压uin为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述第一补偿因子a1相乘；当所述电网输入电压uin为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述第一补偿因子a1相乘后取反；以得到n个对应比例的j次补偿电流的组合∑(kj×ilb_j)。需要说明的是，当所述电网输入电压uin为负时，也可将所述第一补偿因子a1取反后再与所述pfc电感的预给定电流的幅值im相乘。
具体地，所述n个对应比例的j次补偿电流的组合∑(kj×ilb_j)满足如下关系式：
其中，ilb_j为j次补偿电流，iin_j为电网输入电流的j次谐波。
需要说明的是，获得所述第一补偿因子a1与所述pfc电感的预给定电流的幅值im的先后顺序不限，不以本实施例为限。
需要说明的是，步骤12)与步骤13)的先后顺序不限，不以本实施例为限。
14)在所述pfc电感的预给定电流ilb_1中注入所述n个对应比例的j次补偿电流的组合∑(kj×ilb_j)，得到所述pfc电感的给定电流ilb_ref，所述pfc电感的给定电流ilb_ref满足如下关系式：
15)基于所述pfc电感电流ilb及所述pfc电感的给定电流ilb_ref生成所述pfc主电路中功率开关管的控制信号的占空比。
具体地，在本实施例中，所述功率开关管的控制信号为pwm调制信号，根据所述pfc电感电流ilb及所述pfc电感的给定电流ilb_ref的差值调整所述pwm调制信号的占空比。
16)基于所述功率开关管的控制信号的占空比控制所述功率开关管的通断。
具体地，在本实施例中，基于所述pwm调制信号控制所述pfc主电路中功率开关管的通断，使得所述pfc电感电流ilb跟随所述pfc电感的给定电流ilb_ref，实现电流闭环控制。
如图4所示为所述电网输入电流基波iin_1，以及所述电网输入电流的3次谐波iin_3、5次谐波iin_5、7次谐波iin_7的波形图。如图5所示为所述pfc电感的预给定电流ilb_1，以及3次补偿电流ilb_3、5次补偿电流ilb_5、7次补偿电流ilb_7的波形图。如图6所示为在所述pfc电感的预给定电流ilb_1中注入对应比例的j次谐波的波形图。其中，ilb_ref1为在所述pfc电感的预给定电流ilb_1中注入对应比例的3次补偿电流，满足如下关系式：ilb_ref1＝ilb_1+k3×ilb_3；ilb_ref2为在所述pfc电感的预给定电流ilb_1中注入对应比例的3次补偿电流及5次补偿电流，满足如下关系式：ilb_ref1＝ilb_1+k3×ilb_3+k5×ilb_5；ilb_ref3为在所述pfc电感的预给定电流ilb_1中注入对应比例的3次补偿电流、5次补偿电流及7次补偿电流，满足如下关系式：ilb_ref1＝ilb_1+k3×ilb_3+k5×ilb_5+k7×ilb_7。本实施例中仅给出3、5、7次补偿电流，在实际应用中，可采用任意奇次补偿电流中的一个或多个的组合，不以本实施例为限。
更具体地，本实施例以注入3次补偿电流为例具体说明原理。如图7所示，pfc主电路的平均输入功率pin＝ilb×vg，其中，vg为整流电路输出端电压。假定忽略整流电路的损耗，电网电压经整流电路整流后的电压vg的基波有效值为220v，所述pfc电感电流ilb的基波(即所述pfc电感的预给定电流ilb_1)的有效值为4.545a，且同相位；那么所述pfc主电路的基波输入功率pin_1的平均值为220v*4.545a＝1000w，其峰值功率可到2000w。如图8所示，所述pfc主电路的基波输入功率pin_1在1000w以上的区间内，电网给储能电容co充电，在1000w以下的区间内，电网不足以维持负载功率，储能电容co上存储的能量给负载放电，充电功率平均值等于放电功率的平均值。如图8所示，3次补偿电流功率pin_3并不传递功率，其在一个周期内的平均值为0。此时，在所述pfc电感电流ilb中叠加进3次补偿电流ilb_3，则补偿后的输入功率为pin_1+pin_3，同理，在1000w以上的区间内，电网给储能电容co充电，在1000w以下的区间内，电网不足以维持负载功率，储能电容co上存储的能量给负载放电，充电功率平均值等于放电功率的平均值。由于3次补偿电流并不传递功率，则补偿后的输入功率在一个周期内的平均值
如图7所示，由于pfc主电路输出的直流母线电压vbus在一个工频周期中波动比较小，基本可以视作不变，由p＝u*i可知，储能电容co的输入电流ici随着输入功率波动而波动。而负载的基波电流ico可以视作恒定，则储能电容co的充放电电流icap为一正比于输入功率的二倍频的充放电电流。如图9所示，未注入补偿电流的储能电容纹波电流为icap1，其有效值icap1_rms为2.14a(以输入功率pin＝1000w为例)。如图10所示，注入比例为32％的3次补偿电流后的储能电容纹波电流为icap2，其有效值icap2_rms为1.61a；可见，注入补偿电流后储能电容纹波电流减小了25％。如图11所示，注入比例为32％的3次补偿电流及16％的5次补偿电流后的储能电容纹波电流为icap3，其有效值icap3_rms为1.54a；可见，注入补偿电流后储能电容纹波电流减小了28％。如图12所示，注入比例为32％的3次补偿电流、16％的5次补偿电流及8％的7次补偿电流后的储能电容纹波电流为icap4，其有效值icap4_rms为1.52a；可见，注入补偿电流后储能电容纹波电流减小了29％。如图13所示，注入比例为50％的3次补偿电流、25％的5次补偿电流及12.5％的7次补偿电流后的储能电容纹波电流为icap5，满足gb17625.1电流谐波标准的极限要求，其有效值icap5_rms为1.26a；可见，注入补偿电流后储能电容纹波电流减小了41％。
由上述分析可知，在所述pfc电感电流ilb中注入补偿电流后，可以分别减少对储能电容的充电和放电的平均功率，从而减小储能电容的充电和放电的平均电流，减小储能电容的损耗(p＝i2×r，其中r为储能电容的等效电阻)，以减小储能电容的纹波电流。由于电容的容值越大，纹波电流的耐受能力越强，因此减小了纹波电流，就可以选取容值较小的储能电容。
如图14所示，本实施例还提供一种实现上述减小pfc主电路输出端储能电容的方法的减小功率变换器输出端储能电容的系统3，所述减小功率变换器输出端储能电容的系统3包括：
功率变换器31、采样模块32、控制器33及pfc驱动模块34。
如图14所示，所述功率变换器31包括整流电路311及pfc主电路312。所述整流电路311接收所述电网输入电压uin，对所述电网输入电压uin进行整流，并输出至所述pfc主电路312的输入端。所述pfc主电路312连接于所述整流电路311的输出端，用于将所述整流电路311的输出电压转换为直流母线电压vbus。
具体地，在本实施例中，所述整流电路311为无源整流结构，包括四个二极管，具体结构在此不一一赘述。
具体地，所述pfc主电路312包括但不限于升压电路，降压电路或升降压电路，可根据需要设定不同的功率变换结构，在此不一一赘述。在本实施例中，所述pfc主电路312采用升压电路，包括pfc电感、功率开关管、二极管及储能电容。所述pfc电感的一端连接所述整流电路311输出端的正极，另一端连接所述功率开关管的集电极；所述功率开关管的发射极连接所述整流电路311输出端的负极，门极连接所述pfc驱动模块34的输出端，以控制所述功率开关管的导通和关断；所述储能电容的上极板作为所述直流母线电压vbus的正极，下极板作为所述直流母线电压vbus的负极；所述二极管用于防止所述储能电容放电至所述直流母线电压vbus的负极。在本实施例中，所述功率开关管为绝缘栅双极型晶体管，在实际使用中可根据需要设定所述功率开关管的类型，包括但不限于金属-氧化物半导体场效应晶体管。
如图14所示，所述采样模块32连接所述功率变换器，获取所述pfc主电路前端的输入电压、pfc电感电流及所述pfc主电路输出的直流母线电压。
具体地，在本实施例中，所述采样模块32连接所述电网输入电压uin，获取所述电网输入电压uin；连接所述pfc主电路312，获取pfc电感电流ilb；连接所述pfc主电路312的输出端，获取pfc主电路输出的直流母线电压vbus。进一步，分别通过并联于电网两端的电阻、与所述pfc电感串联的电阻及并联于所述pfc主电路312输出端的电阻采集所述电网输入电压uin、所述pfc电感电流ilb及所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus。在实际使用中，任意可实现电压及电流采集的器件及相应的连接关系均适用于本发明。
如图14所示，所述控制器33连接所述采样模块32，接收所述pfc主电路前端的输入电压、所述pfc电感电流ilb及所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus，用于得到所述pfc电感的给定电流ilb_ref，并基于所述pfc电感电流ilb及所述pfc电感的给定电流ilb_ref生成所述pfc主电路312中功率开关管的控制信号的占空比。
具体地，在本实施例中，所述pfc主电路前端的输入电压包括所述电网输入电压uin。所述控制器33包括信号调理模块331以及控制模块332。所述信号调理模块331连接于所述采样模块32的输出端，用于对所述采样模块32的输出信号进行处理，包括但不限于放大、滤波；所述控制模块332连接于所述信号调理模块331的输出端，基于所述信号调理模块331的输出信号生成所述功率开关管的控制信号的占空比。在本实施例中，所述控制器33采用mcu(microcontrolunit，微控制单元)实现。
如图15所示，作为本发明的一种实现方式，所述控制模块332包括处理单元332a、幅值计算单元332b、预给定电流产生单元332c、补偿单元332d、加法单元332e、闭环控制单元332f及脉冲宽度调制单元332g。
更具体地，所述处理单元332a接收所述电网输入电压uin，得到所述电网输入电压基波的相位角θ以及所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ和n个所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)。在本实施例中，所述处理单元332a采用锁相环得到所述电网输入电压基波的相位角θ，并采用数学运算单元或表格查找单元得到所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ和n个所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)，在实际使用中，任意可得到相位角及各正弦值的单元均适用于本发明。
更具体地，所述幅值计算单元332b接收所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus，得到pfc电感的预给定电流的幅值im。
更具体地，所述预给定电流产生单元332c连接于所述处理单元332a及所述幅值计算单元332b的输出端，当所述电网输入电压uin为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ相乘；当所述电网输入电压uin为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ相乘后取反；得到所述pfc电感的预给定电流ilb_1。
需要说明的是，当所述电网输入电压uin为负时，也可将所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ取反后再与所述pfc电感的预给定电流的幅值im相乘。
更具体地，所述补偿单元332d连接于所述处理单元332a及所述幅值计算单元332b的输出端，将n个对应比例的所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)求和得到第一补偿因子a1；当所述电网输入电压uin为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述第一补偿因子a1相乘；当所述电网输入电压uin为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述第一补偿因子a1相乘后取反；得到n个对应比例的j次补偿电流的组合∑(kj×ilb_j)。
需要说明的是，当所述电网输入电压uin为负时，也可将所述第一补偿因子a1取反后再与所述pfc电感的预给定电流的幅值im相乘。
更具体地，所述加法单元332e连接于所述补偿单元332d及所述预给定电流产生单元332c的输出端，将所述n个对应比例的j次补偿电流的组合∑(kj×ilb_j)与所述pfc电感的预给定电流ilb_1相加得到所述pfc电感的给定电流ilb_ref。
更具体地，所述闭环控制单元332f连接所述加法单元332e的输出端，并接收所述pfc电感电流ilb，基于所述pfc电感的给定电流ilb_ref及所述pfc电感电流ilb产生一调整信号。
更具体地，所述脉冲宽度调制单元332g连接于所述闭环控制单元332f的输出端，基于所述调整信号生成所述功率开关管的控制信号的占空比。
如图14所示，所述pfc驱动模块34连接于所述控制器33与所述pfc主电路312之间，基于所述控制器33的输出信号驱动所述功率开关管导通或关断。
实施例二
如图16所示，本实施例提供一种减小功率变换器输出端储能电容的方法，与实施例一的不同之处在于，得到所述pfc电感的给定电流的方法不同，将实施例一中的步骤12)～14)替换为以下步骤：
12’)基于所述pfc主电路前端的输入电压得到第二补偿因子a2。
具体地，在本实施例中，所述pfc主电路前端的输入电压包括所述电网输入电压uin，得到所述第二补偿因子a2的步骤包括：
121’)基于所述电网输入电压uin得到所述电网输入电压基波的相位角θ以及所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ和n个所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)，在本实施例中，得到所述电网输入电压基波的相位角θ以及所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ和n个所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)的方法与实施例一相同，在此不一一赘述。
122’)将所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ与n个对应比例系数的所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)求和得到所述第二补偿因子a2。
具体地，所述第二补偿因子a2满足如下关系式：a2＝sinθ+∑(kj×sin(jθ))，其中，kj为j次补偿电流对应的比例系数。
13’)基于所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus得到所述pfc电感的预给定电流的幅值im。
14’)当所述电网输入电压uin为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述第二补偿因子a2相乘；当所述电网输入电压uin为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述第二补偿因子a2相乘后取反；以得到所述pfc电感的给定电流ilb_ref。需要说明的是，当所述电网输入电压uin为负时，也可将所述第二补偿因子a2取反后再与所述pfc电感的预给定电流的幅值im相乘。所述pfc电感的给定电流ilb_ref满足如下关系式：
本实施例中与实施例一的所述pfc电感的给定电流ilb_ref的表达形式不同，但满足关系相同。
本实施例的其它步骤与实施例一相同，在此不一一赘述。
如图17所示，本实施例还提供一种实现上述减小功率变换器输出端储能电容的方法的减小功率变换器输出端储能电容的系统3，与实施例一的不同之处在于，其中，所述控制模块332包括：处理单元332h、补偿单元332i、幅值计算单元332j、乘法单元332k、闭环控制单元332l及脉冲宽度调制单元332m。
具体地，所述处理单元332h接收所述电网输入电压uin，得到所述电网输入电压基波的相位角θ以及所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ及n个所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)。在本实施例中，所述处理单元332h的实现方式与实施例一中处理单元332a相同，在此不一一列举。
具体地，所述补偿单元332i连接于所述处理单元332h的输出端，将所述电网输入电压基波的相位角θ的正弦值sinθ与n个对应比例系数的所述电网输入电压基波的相位角θ的j倍的正弦值sin(jθ)求和得到第二补偿因子a2。
具体地，所述幅值计算单元332j接收所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus，得到pfc电感的预给定电流的幅值im。
具体地，所述乘法单元332k连接于所述补偿单元332i及所述幅值计算单元332j的输出端，当所述电网输入电压uin为正时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述第二补偿因子a2相乘；当所述电网输入电压uin为负时，将所述pfc电感的预给定电流的幅值im与所述第二补偿因子a2相乘后取反；得到所述pfc电感的给定电流ilb_ref。需要说明的是，当所述电网输入电压uin为负时，也可将所述第二补偿因子a2取反后再与所述pfc电感的预给定电流的幅值im相乘。
具体地，所述闭环控制单元332l连接所述乘法单元332k的输出端，并接收所述pfc电感电流ilb，基于所述pfc电感的给定电流ilb_ref及所述pfc电感电流ilb产生一调整信号。
具体地，所述脉冲宽度调制单元332m连接于所述闭环控制单元332l的输出端，基于所述调整信号生成所述功率开关管的控制信号的占空比。
所述减小功率变换器输出端储能电容的系统3的其它结构与实施例相同，在此不一一赘述。
实施例三
如图18所示，本实施例提供一种减小功率变换器输出端储能电容的方法，与实施例一、二相比较，得到所述电网输入电压基波的相位角、所述电网输入电压基波的相位角的正弦值及n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值的方法不同，具体包括以下步骤：
21)采集所述pfc主电路前端的输入电压、所述pfc电感电流ilb及所述pfc主电路输出的直流母线电压vbus。
在本实施例中，所述pfc主电路前端的输入电压包括电网输入电压uin及所述pfc主电路的输入电压upfc_in。
22)基于所述pfc主电路的输入电压upfc_in得到所述电网输入电压基波的相位角的正弦值的绝对值|sinθ|；基于所述电网输入电压uin以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值的绝对值|sinθ|得到所述电网输入电压基波的相位角θ以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值sinθ和n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值sin(jθ)。
更具体地，对所述pfc主电路的输入电压进行采样得到瞬时值upfc_in，所述pfc主电路的输入电压的波形为所述电网输入电压uin的正弦波经整流后的馒头波(幅值均为正)，然后通过对一个指定周期内的各个采样值进行计算得到有效值upfc_in_rsm，从而得到电网输入电压的相位角正弦值的绝对值|sinθ|(数值为正)，满足如下关系式：
需要说明的是，后续步骤与实施例一或实施例二相同，在此不一一赘述。
如图19所示，本实施例还提供一种实现上述减小功率变换器输出端储能电容的方法的系统，与实施例一的不同之处在于，处理单元执行的方法不同。
具体地，所述采样模块32还连接所述pfc主电路312的输入端，用于获取所述pfc主电路的输入电压upfc_in。
具体地，处理单元332a’接收所述pfc主电路的输入电压upfc_in及所述电网输入电压uin，基于所述pfc主电路的输入电压upfc_in得到所述电网输入电压基波的相位角的正弦值的绝对值|sinθ|，并基于所述电网输入电压uin和所述电网输入电压基波的相位角的正弦值的绝对值|sinθ|得到所述电网输入电压基波的相位角θ以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值sinθ和n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值sin(jθ)。
需要说明的是，其它模块及连接关系与实施例一相同，在此不一一赘述。
如图20所示，本实施例还提供一种实现上述减小功率变换器输出端储能电容的方法的系统，与实施例二的不同之处在于，处理单元执行的方法不同。
具体地，所述采样模块32还连接所述pfc主电路312的输入端，用于获取所述pfc主电路的输入电压upfc_in。
具体地，所述处理单元332h’接收所述pfc主电路的输入电压upfc_in及所述电网输入电压uin，基于所述pfc主电路的输入电压upfc_in得到所述电网输入电压基波的相位角的正弦值的绝对值|sinθ|，并基于所述电网输入电压uin和所述电网输入电压基波的相位角的正弦值的绝对值|sinθ|得到所述电网输入电压基波的相位角θ以及所述电网输入电压基波的相位角的正弦值sinθ和n个所述电网输入电压基波的相位角的j倍的正弦值sin(jθ)。
需要说明的是，其它模块及连接关系与实施例二相同，在此不一一赘述。
综上所述，本发明提供一种减小功率变换器输出端储能电容的方法及系统，包括：采集功率变换器中pfc主电路前端的输入电压、pfc电感电流及pfc主电路输出的直流母线电压；基于pfc主电路前端的输入电压和所述pfc主电路输出的直流母线电压，得到pfc电感的预给定电流；基于所述pfc主电路前端的输入电压和所述pfc主电路输出的直流母线电压，得到n个对应比例的j次补偿电流的组合；其中，n为大于零的整数，j为大于1的奇数；在所述pfc电感的预给定电流中注入所述n个对应比例的j次补偿电流的组合，得到所述pfc电感的给定电流；基于所述pfc电感电流及所述pfc电感的给定电流生成所述功率开关管的控制信号的占空比；基于所述功率开关管的控制信号的占空比控制所述功率开关管的通断。本发明的减小功率变换器输出端储能电容的方法及系统采用软件的方式减小pfc变换电路输出端的储能电容，大大减小产品成本，有利于功率密度的控制，且谐波注入电流阶次以及比例的调整更为灵活，适于产业应用。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。
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