一种用于对称奇数相两电平逆变器的锯齿载波PWM调制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种用于对称奇数相两电平逆变器的锯齿载波pwm调制方法。

背景技术：

与传统的三相传动系统相比，多相传动系统具有可靠性高、控制灵活、转矩脉动小等优势，由多相变频器供电的多相电机系统成为近年来国内外研究的一个热点领域。此外，由于传统的两电平逆变器拓扑结构简单、可靠性高、控制方便，多相电机驱动控制多沿用此拓扑结构。而共模电压(cmv，commonmodevoltage)是脉冲宽度调制(pwm，pulsewidthmodulation)逆变器驱动系统典型的副作用，高幅值和高频率的cmv不仅会腐蚀发电机轴承，降低绕组对地绝缘，还会导致电磁干扰等问题，严重影响电动机的可靠性和使用寿命，对其他控制系统和电子设备造成干扰。

为了减少cmv，可采用硬件和软件两类解决方案。硬件解决方案为在共模电流传导路径上增加无源或有源cmv滤波器，但这必然会增加系统的重量、体积和成本。相比之下，软件解决方案更受欢迎，即从共模噪声产生源头着手，通过改进pwm调制策略来降低cmv。现有的软件解决方案大多采用改进型电压空间矢量脉宽调制方法，通过选择输出很低甚至为零的电压空间矢量达到降低cmv的效果，然而该方法需要考虑电压矢量对多个子扇区的影响，使得该方法的计算负担随着相数的增加呈指数增长。针对多相多电平逆变器，存在一种简化了计算复杂度的通用cmv抑制空间矢量脉宽调制(svpwm，spacevectorpulsewidthmodulation)技术，然而其不适用于最常见的两电平逆变器。还有一部分软件解决方案采用载波比较脉宽调制(cpwm，carrier-basedpulsewidthmodulation)方法，该方法独立于相数，更适合多相场合，现有方案多采用相位均匀滞后的三角形载波，可以在偶数相对称逆变器中完全消除cmv，然而对于奇数相逆变器，随着调制比的增加，cmv抑制效应会受到削弱，且cmv的频率不能得到抑制。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提出一种用于对称奇数相两电平逆变器的锯齿载波pwm调制方法，旨在同时降低对称奇数相两电平逆变器cmv的幅值和频率。

为实现上述目的，本发明提供了一种用于对称奇数相两电平逆变器的锯齿载波pwm调制方法，包括以下步骤：

步骤1、将各相调制信号分成两组；

步骤2、根据各相调制信号的分组确定第k相的第一组载波uc1(k)，所述两组调制信号分别使用所述第一组载波中的同一载波；

步骤3、根据各相调制信号的分组确定第k相的第二组载波uc2(k)，所述两组调制信号分别使用所述第二组载波中的同一载波；

步骤4、交替使用步骤2、步骤3所确定的第k相的第一组载波uc1(k)、第k相的第二组载波uc2(k)与第k相调制信号ur(k)进行锯齿载波pwm调制，得到第k相桥臂的pwm控制信号；

步骤5、将步骤4所得各相pwm控制信号转化为对应功率开关管的驱动信号分别投入到两电平逆变器对应相的开关管中，实现具有cmv抑制能力的pwm调制。

其中，1≤k≤m，m为逆变器相数，m为奇数，k为整数。

进一步地，各相调制信号分成两组包括：

将各相调制信号从大到小排序，并依次标记为u1到um，根据标记下标为奇数或偶数，将各相调制信号分成奇数组和偶数组两组；

各相调制信号的形式为：

其中，m为调制比，f0为调制频率，t为系统当前运行时间，为第k相的调制信号相移角度；

对于对称多相两电平逆变器第k相的调制信号相移角度为：

其中，1≤k≤m，m为逆变器相数，m为奇数。

进一步地，第一组载波uc1(k)的确定方法包括：

若第k相调制信号为所述奇数组，第一组载波uc1(k)为右倾锯齿载波；

若第k相调制信号为所述偶数组，第一组载波uc1(k)为左倾锯齿载波。

进一步地，第二组载波uc2(k)的确定方法包括：

若第k相调制信号为所述奇数组，第一组载波uc2(k)为左倾锯齿载波；

若第k相调制信号为所述偶数组，第一组载波uc2(k)为右倾锯齿载波。

进一步地，第一组载波uc1(k)的确定方法还包括：

若第k相调制信号为所述奇数组，第一组载波uc1(k)为左倾锯齿载波；

若第k相调制信号为所述偶数组，第一组载波uc1(k)为右倾锯齿载波。

进一步地，第二组载波uc2(k)的确定方法还包括：

若第k相调制信号为所述奇数组，第一组载波uc2(k)为右倾锯齿载波；

若第k相调制信号为所述偶数组，第一组载波uc2(k)为左倾锯齿载波。

进一步地，交替使用步骤2、步骤3所确定的第k相的第一组载波uc1(k)、第k相的第二组载波uc2(k)与第k相调制信号ur(k)进行锯齿载波pwm调制包括：每当各相调制信号的分组发生改变，各相载波切换成另一组对应的载波和各相调制信号进行锯齿载波pwm调制，得到各相pwm控制信号。

进一步地，将步骤4所得各相pwm控制信号转化为对应功率开关管的驱动信号分别投入到两电平逆变器对应相的开关管中，包括：

当g(k)＝0时，两电平逆变器上桥臂功率开关管的驱动信号为0，下桥臂功率开关管的驱动信号为1；

当g(k)＝1时，两电平逆变器上桥臂功率开关管的驱动信号为1，下桥臂功率开关管的驱动信号为0；

其中g(k)为第k相桥臂的功率开关管的pwm控制信号。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下

有益效果：

1、本发明提供的一种用于对称奇数相两电平逆变器的锯齿载波pwm调制方法通过将各相调制信号分为奇数、偶数两组，两组调制信号分别采用镜像对称的两组锯齿载波，在一个载波周期内，镜像对称锯齿载波之间的切换缩小了所有相开关状态之和的范围，同时各相锯齿载波直线边缘的重叠减缓了所有相的开关态之和的变化频率，达到降低cmv幅值与频率的目的；

2、本发明提供的一种用于对称奇数相两电平逆变器的锯齿载波pwm调制方法通过交替使用两组锯齿载波，实现不同扇区载波的重新分配，从而减少各相载波的切换次数，避免载波频繁切换导致电压总谐波失真升高。

附图说明

图1是本发明提供的一种用于对称奇数相两电平逆变器的锯齿载波pwm调制方法的流程示意图；

图2是本发明提供的pwm调制方法中对称m相两电平逆变器中cmv的示意图；

图3是现有技术对称五相两电平逆变器的锯齿载波pwm调制下各相开关状态和cmv波形图；

图4是本发明实施例提供的对称五相两电平逆变器仅采用第一组载波进行锯齿载波pwm调制时各相开关状态和cmv波形图；

图5是本发明实施例提供的对称五相两电平逆变器仅采用第二组载波进行锯齿载波pwm调制时各相开关状态和cmv波形图；

图6是本发明实施例提供的五相正弦调制波扇区划分图；

图7是本发明实施例提供的对称五相两电平逆变器仅采用第一组载波进行锯齿载波pwm调制时一个基波周期内的各相载波变化示意图；

图8是本发明实施例提供的对称五相两电平逆变器仅采用第二组载波进行锯齿载波pwm调制时一个基波周期内的各相载波变化示意图；

图9是本发明实施例提供的对称五相两电平逆变器交替采用第一组载波和第二组载波进行锯齿载波pwm调制时一个基波周期内的各相载波变化示意图；

图10是现有技术的对称五相两电平逆变器带rl负载的调制方法cmv仿真波形图；

图11是本发明实施例提供的对称五相两电平逆变器带rl负载的调制方法cmv仿真波形图；

图12是现有技术的对称七相两电平逆变器带rl负载的调制方法cmv仿真波形图；

图13是本发明实施例提供的对称七相两电平逆变器带rl负载的调制方法cmv仿真波形图；

图14是现有技术的对称五相两电平逆变器带对称五相电机负载的调制方法cmv实验波形图；

图15是本发明实施例提供的对称五相两电平逆变器带对称五相电机负载的调制方法cmv实验波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间不构成冲突就可以相互组合。

本发明提供了一种用于对称奇数相两电平逆变器的锯齿载波pwm调制方法，如图1所示，包括以下步骤：

步骤1、将各相调制信号从大到小排序，并依次标记为u1到um，根据标记下标为奇数或偶数，将各相调制信号分成奇数组和偶数组两组；

各相调制信号的形式为：

其中，m为调制比，f0为调制频率，t为系统当前运行时间，为第k相的调制信号相移角度；

对于对称多相两电平逆变器第k相的调制信号相移角度为：

其中，1≤k≤m，m为逆变器相数，m为奇数；

步骤2、根据各相调制信号的分组确定第k相的第一组载波uc1(k)，所述两组调制信号分别使用所述第一组载波中的同一载波；

步骤3、根据各相调制信号的分组确定第k相的第二组载波uc2(k)，所述两组调制信号分别使用所述第二组载波中的同一载波；

步骤4、交替使用步骤2、步骤3所确定的第k相的第一组载波uc1(k)、第k相的第二组载波uc2(k)与第k相调制信号ur(k)进行锯齿载波pwm调制，得到第k相桥臂的pwm控制信号；

步骤5、将步骤4所得各相pwm控制信号转化为对应功率开关管的驱动信号分别投入到两电平逆变器对应相的开关管中，实现具有cmv抑制能力的pwm调制。

其中，1≤k≤m，m为逆变器相数，m为奇数，k为整数。

具体地，第一组载波uc1(k)的确定方法包括：

若第k相调制信号为所述奇数组，第一组载波uc1(k)为右倾锯齿载波；若第k相调制信号为所述偶数组，第一组载波uc1(k)为左倾锯齿载波。

或者，若第k相调制信号为所述奇数组，第一组载波uc1(k)为左倾锯齿载波；若第k相调制信号为所述偶数组，第一组载波uc1(k)为右倾锯齿载波。

具体地，第二组载波uc2(k)的确定方法包括：

若第k相调制信号为所述奇数组，第一组载波uc2(k)为左倾锯齿载波；若第k相调制信号为所述偶数组，第一组载波uc2(k)为右倾锯齿载波。

或者，若第k相调制信号为所述奇数组，第一组载波uc2(k)为右倾锯齿载波；若第k相调制信号为所述偶数组，第一组载波uc2(k)为左倾锯齿载波。

具体地，交替使用步骤2、步骤3所确定的第k相的第一组载波uc1(k)、第k相的第二组载波uc2(k)与第k相调制信号ur(k)进行锯齿载波pwm调制包括：每当各相调制信号的分组发生改变，各相载波切换成另一组中对应的载波和各相调制信号进行锯齿载波pwm调制，得到各相pwm控制信号。

进一步地，将步骤4所得各相pwm控制信号转化为对应功率开关管的驱动信号分别投入到两电平逆变器对应相的开关管中，包括：

当g(k)＝0时，两电平逆变器上桥臂功率开关管的驱动信号为0，下桥臂功率开关管的驱动信号为1；

当g(k)＝1时，两电平逆变器上桥臂功率开关管的驱动信号为1，下桥臂功率开关管的驱动信号为0；

其中g(k)为第k相桥臂的功率开关管的pwm控制信号。

图2是对称奇数相两电平逆变器中cmv大小vcom的定义，si为第i相桥臂的开关状态。si＝1时表示第i相上桥臂功率开关管的驱动信号为1，下桥臂功率开关管的驱动信号为0；si＝0时表示第i相上桥臂功率开关管的驱动信号为0，下桥臂功率开关管的驱动信号为1。则vcom的大小与各相开关状态之和有如下对应关系：

以五相驱动系统为例，在传统的spwm中，所有相都采用相同的三角形载波，各桥臂开关状态与cmv如图3所示，其中为u1到u5代表各相调制信号。可见，在传统的spwm调制方式下，五相系统为各桥臂开关状态之和有六种取值cmv有6种电平，变化范围为到一个载波周期内变化10次。扩展到一般的奇数m相逆变器，传统spwm的cmv波形将具有m+1种电平，变化范围为到一个载波周期内变化2m次。

本发明提出的锯齿载波pwm方法与传统的spwm的区别在于，各相采用锯齿载波，且各相载波不再完全相同。将各相的调制信号从大到小排序，根据序号下标的奇偶分成两组，奇数组采用同一左倾锯齿载波，偶数组载波与奇数组载波反相，采用同一右倾锯齿载波，得到各相的第一组锯齿载波，如图4所示。相似的，奇数组采用同一右倾锯齿载波，偶数组载波与奇数组载波反相，采用同一左倾锯齿载波，得到各相的第二组锯齿载波，如图5所示。

由图4、图5可知，无论是单独使用第一组载波还是单独使用第二组载波进行pwm调制，各桥臂开关状态之和取值均为对应cmv共有2种电平，变化范围为到与传统spwm方法相比cmv幅值范围减少了80％，且一个载波周期内cmv变化6次，变化频率减少了40％。扩展到一般的奇数m相逆变器，此发明提出的调制方法cmv波形将具有2种电平，变化范围为到一个载波周期内变化m+1次。

如图6所示，对于五相驱动系统，一个调制波周期内调制波u1到u5共有10种分组情况，m＝5。对应的可将一个调制波周期分为i、ⅱ、ⅲ、ⅳ、ⅴ、ⅵ、ⅶ、ⅷ、ⅸ、ⅹ十个扇区，每个扇区所占角度为36°。图7、图8分别为五相驱动系统在仅采用第一组载波调制时一个基波周期内的各相载波变化示意图、五相驱动系统在仅采用第二组载波调制时一个基波周期内的各相载波变化示意图。可以发现，一个调制波周期内每一相的载波存在8次切换。为保证cmv抑制效果不变的前提下进一步减少一个调制波周期内每一相的载波切换次数，交替使用第k相的第一组载波uc1(k)、第k相的第二组与第k相调制信号ur(k)进行锯齿载波pwm调制。具体方法为：在系统初始时刻所有相均采用第一组载波或第二组载波，后续时间中，每当载波分组情况发生变化，即扇区发生切换时，载波切换成另一组。如图9所示，切换最终结果为：所有处于前5个扇区的相采用同一锯齿载波，所有处于后5个扇区的相采用反相锯齿载波。即所有处于前5个扇区的相采用同一锯齿载波，所有处于后5个扇区的相采用反相锯齿载波，每一相的载波的切换次数仅为2次。

基于以上理论分析，在matlab/simulink中搭建了对称五相的两电平逆变器和对称七相的两电平逆变器带rl负载的仿真模型。表1为仿真参数设置。

表1

仿真结果如图10至13所示，在传统spwm调制下，对称五相两电平逆变器和对称七相两电平逆变器的cmv的峰峰值均为母线电压值100v，一个载波周期内cmv变化次数分别为10次、14次。在应用本发明提出的调制方法后，对称五相两电平逆变器和对称七相两电平逆变器的cmv的峰峰值降低到20v、14.29v，一个载波周期内cmv变化次数分别为6次、8次，与理论分析一致。

表2为传统spwm方法和本发明提出锯齿载波pwm方法仿真结果的对比。

表2

为进一步验证本发明的可行性，应用本发明提出的锯齿载波pwm方法在对称五相两电平逆变器上进行了带对称五相电机负载的实验验证。表3为实验参数的设置。

表3

图14、图15为对称五相两电平逆变器带对称五相电机负载在两种锯齿载波pwm调制下的cmv实验波形，传统spwm下cmv的峰峰值为母线电压值100v，一个载波周期内cmv变化次数为10次，对应图14中的6种幅值，本发明提出的锯齿载波pwm方法cmv峰峰值降低到20v，一个载波周期内cmv变化次数为6次，对应图15中2种幅值，与仿真所得结果一致，更加充分的验证了本发明提出的方法抑制cmv的有效性。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。