一种电流采样比较器电路的制作方法

本发明属于开关电源电流采样技术领域，尤其涉及一种电流采样比较器电路。

背景技术：

由于电压环路与电流环路的双环控制对开关电源的环路稳定性和对输入纹波的抑制具有特别的优势，所以开关电源的控制从原来的电压环路的单环控制过渡到了现在流行的双环控制。由于每个周期需要检测、判断、控制开关电流的大小，所以如何高效而精确地检测通过功率开关的电流大小成为人们不断研究的课题。

如图1所示是常用的通过在功率管下面串联电阻来感应电流的采样方式，通过功率开关管的电流在采样电阻上产生压降，该电压通过比较器与阈值电压进行比较就可以决定电流的大小，调节阈值电压就可以控制开通电流的大小。这种采样的方式最大的优势就是简单、直接，比较适合电流不大的应用中，所以在中小功率的acdc的领域类引用最为广泛，因为acdc本身输入电压高，相应的励磁电流就偏小。但是，在功率较大的acdc和中等功率的输入电压较低的dcdc的应用中，由于励磁电流较大，采样电阻发热，不仅导致开关电源的效率低下，而且容易损坏。采样电阻的面积较大，需要将多个电阻并联在一起才能通过大电流。在电流较大的应用中，常常采用以下三种方式来进行电流采样：

第一种，采用电流互感器的方式。如图2所示，在功率开关管下面串联的不是采样电阻，取而代之的是一个电流互感器。电流从主变流入，从副边流出，这个流出的电流被衰减了n倍，所衰减的倍数是互感器主变与副边的匝比数之比。成比例衰减后的电流再利用电阻来采样就很容易了。这种方式的优点就是采样效率高，因为互感器线圈的内阻小。缺点是，这样的互感器需要磁芯，体积不小，不容易制造，成本高。而且根据实际经验，在应用中会经常出现因开路而失效的现象。

第二种，差分放大采样电阻电压的方式。例如ti公司有型号为ina180的芯片，可将采样电阻电压放大几十倍，然后再与控制电流大小的阈值电压进行比较，这样的话采样电阻可以成倍地减小。之所以需要先把采样电压差分放大，然后再跟阈值电压比较，而不是把比较阈值成倍降低，仍然用采样电阻上的电压直接与阈值电压比较，是因为后者极大地降低采样的信噪比。例如，图3中的阈值电压原来的最小值是200mv，最大值是1v，若把阈值电压减小到1/50,虽然采样电阻也可以相应地减小1/50，但是比较阈值电压最小值变为4mv，最大值变为20mv，这是非常小的比较电压了，采样电阻上产生的开关噪声或者电阻到芯片内部的路径上的干扰信号都很可能超过此电压，误触发功率开关管的关断。先用差分放大器对采样电压进行放大，由于两个输入端口直接连接在电阻的两端，且靠得很近，干扰信号被认为是共模信号而被抑制，产生放大倍数的电阻在芯片内部且进行匹配，也阻止误差放大器自身产生额外的噪声，所以这样先进行预放大可以较大幅度地抑制噪声，提高信噪比。该种采样方式的优点就是在一定程度上减小采样电阻，减小损耗和电阻占板面积，缺点是预放大的倍数是有限的，否则仍然存在信噪声比差的问题，同时差分放大器的失调电压对电流采样的精度有直接的影响，失调电压与放大前的电压在同一数量级了。

第三种，利用功率mos管源极本身存在的寄生电阻或者其自身的内阻作为采样电阻来感应电流的大小，这样没有为了采样电流额外串联电阻而引起不必要的损耗，因此常称为无损电流采样。如图4所示，是常见的芯片内部集成ldnmos一类芯片电流采样部分的原理框图，功率管下面的采样电阻rsense是功率管源极金属走线的寄生电阻，是固有存在的。金属走线的内阻是很小的，所以需要预放大采样进行比较，从而存在第二种采样方式一样的信噪比等问题，同时由于金属走线的电阻阻值精度差且正温度系数大，所以这种电流采样的精度差，一般在±20％之外。

对以上各种电流采样方式进行比较容易得出：各个方式都有各自的优缺点，同时具有同样的一个特征，就是都是把电流转化为电压，然后再通过比较器与限定电流大小的阈值电压进行比较，这样的比较器要做到高速和高精度，都需要较大的面积和功耗。

技术实现要素：

为解决上述技术问题，本发明提供一种电流采样比较器电路。

为了对披露的实施例的一些方面有一个基本的理解，下面给出了简单的概括。该概括部分不是泛泛评述，也不是要确定关键/重要组成元素或描绘这些实施例的保护范围。其唯一目的是用简单的形式呈现一些概念，以此作为后面的详细说明的序言。

本发明采用如下技术方案：

在一些可选的实施例中，提供一种电流采样比较器电路，包括：用于采样待感应电流的电流比例感应器；所述电流比例感应器包括：功率mos管、检测mos管、运算放大器及跟随电流镜像管；

待感应电流在所述功率mos管导通内阻上产生导通电压，该导通电压通过所述运算放大器复制到所述检测mos管的导通电阻上，产生跟随电流，所述跟随电流镜像管镜像所述跟随电流产生一个与所述待感应电流成比例的跟随电流镜像电流源。

在一些可选的实施例中，所述电流比例感应器包括：功率电流输入端口、控制端口、电压输入正端口、电压输入负端口及采样镜像电流源输出端口；所述电压输入正端口和电压输入负端口分别与电源正极和电源负极连接，功率电流输入端口和控制端口分别与电流比例感应器外部提供的待检测的电流和控制信号连接。

在一些可选的实施例中，所述的一种电流采样比较器电路，还包括：用于将所述电流比例感应器输出的跟随电流镜像电流源与电流阈值进行比较并输出判断结果的电流比较器；所述电流比例感应器的采样镜像电流源输出端口与所述电流比较器的电流输入端口连接。

在一些可选的实施例中，所述电流比较器包括：电流输入端口、阈值电流输入端口、输入电压正端口、输入电压负端口及用于输出判断结果的比较结果输出端口；阈值电流输入端口与电流比较器外部的阈值电流信号接通，输入电压正端口和输入电压负端口分别与电源正极和电源负极连接。

在一些可选的实施例中，所述跟随电流镜像管包括：三极管pm1及三极管pm2；所述功率mos管的漏极与所述运算放大器的反向输入端口连接；所述功率mos管的栅极与所述检测mos管的栅极及所述运算放大器的使能端口连接；所述运算放大器的正向输入端口与三极管pm1的漏极及检测mos管的漏极连接；所述运算放大器的输出端口与三极管pm1的栅极及三极管pm2的栅极连接；所述运算放大器的电压正端口与三极管pm1的源极及三极管pm2的源极连接；所述运算放大器的电压负端口与所述功率mos管的源极及所述检测mos管的源极连接；三极管pm2的漏极作为所述电流比例感应器的采样镜像电流源输出端口。

在一些可选的实施例中，所述电流比较器包括：电流漏及施密特；所述电流漏的输入端口与所述施密特的输入端口连接，并作为所述电流比较器的电流输入端口；所述电流漏的输出端口与施密特电压输入负端口连接；所述施密特的输出端口作为所述电流比较器的比较结果输出端口。

在一些可选的实施例中，所述电流比较器包括：电流漏、mos管nm8及负载电阻r1；所述电流漏的输入端口与mos管nm8的栅极连接，并作为所述电流比较器的电流输入端口；所述电流漏的输出端口与mos管nm8的源极连接；mos管nm8的漏极与负载电阻r1连接且作为所述电流比较器的比较结果输出端口。

在一些可选的实施例中，所述跟随电流镜像管包括：三极管nm6及三极管nm7；所述功率mos管的栅极与所述检测mos管的栅极及所述运放放大器的使能端口连接；所述功率mos管的漏极与所述运算放大器的反向输入端连接；所述运算放大器的电压负端口与三极管nm6的源极及三极管nm7的源极连接；所述功率mos管的漏极与所述检测mos管的漏极及所述运算放大器的电压正端口连接；三极管nm7的栅极与三极管nm6的栅极及所述运算放大器的输出端口连接；三极管nm6的漏极与三极管nm7的源极及所述运算放大器的正向输入端连接；三极管nm7的漏极作为所述电流比例感应器的采样镜像电流源输出端口。

在一些可选的实施例中，所述电流比较器包括：mos管pm3、mos管pm4、mos管nm9及负载电阻r2；mos管pm4的漏极与mos管nm9的栅极连接，并作为所述电流比较器的电流输入端口；mos管nm9的漏极与负载电阻r2的第二端口连接，并作为所述电流比较器的比较结果输出端口；mos管pm3的栅极与mos管pm3的漏极连接；mos管pm3的源极与mos管pm4的源极及负载电阻r2的第一端口连接。

本发明所带来的有益效果：实现大小为安倍级别的功率电流的采样，并与大小在微安级别的偏置电流漏的电流进行比较，兼顾采样效率、采样信号的质量和精度、成本，同时获得高效采样效率、高采样质量和低成本有益效果。

附图说明

图1为现有技术通过串联电阻直接感应电流来电流采样的电路原理图；

图2为现有技术通过串联互感器进行电流采样的电路原理图；

图3为现有技术通过差分放大采样电阻电压进行电流的电路原理图；

图4为现有技术利用mos管结构的寄生金属电阻实现电流采样的电路原理图；

图5为本发明原理框图；

图6为本发明低电压端电流采样比较器电路的实施电路图；

图7为本发明低电压端电流采样比较器电路晶体管级的实施电路图；

图8为本发明低电压端电流采样比较器电路的两级放大比较的实施电路图；

图9为本发明高电压端nmos管功率电流采样比较器电路的实施电路图；

图10为本发明高电压端pmos管功率电流采样比较器电路的实施电路图。

具体实施方式

以下描述和附图充分地展示出本发明的具体实施方案，以使本领域的技术人员能够实践它们。其他实施方案可以包括结构的、逻辑的、电气的、过程的以及其他的改变。实施例仅代表可能的变化。除非明确要求，否则单独的部件和功能是可选的，并且操作的顺序可以变化。一些实施方案的部分和特征可以被包括在或替换其他实施方案的部分和特征。

实施例1：

如图5至8所示，提供一种电流采样比较器电路，包括：电流比例感应器201及电流比较器202。实现功率开关管几百毫安至几安培的大电流与微安级别的阈值电流进行直接的比较，进而最终达到判断功率开关管电流的大小并对其进行控制的目的。

电流比例感应器201用于采样待感应电流；电流比较器202用于将电流比例感应器201输出的跟随电流镜像电流源与电流阈值进行比较并输出判断结果。

电流比例感应器201包括：功率mos管nm0、检测mos管nm1、运算放大器opa及跟随电流镜像管，跟随电流镜像管包括：三极管pm1及三极管pm2。待感应电流在功率mos管nm0导通内阻上产生导通电压，该导通电压通过运算放大器opa复制到检测mos管nm1的导通电阻上，产生跟随电流，跟随电流镜像管镜像跟随电流产生一个与待感应电流成比例的跟随电流镜像电流源。

电流比例感应器201包括：功率电流输入端口101、控制端口102、电压输入正端口105、电压输入负端口103及采样镜像电流源输出端口104。电压输入正端口105和电压输入负端口103分别与电源正极和电源负极连接，功率电流输入端口101和控制端口102分别与电流比例感应器外部提供的待检测的电流和控制信号连接。

电流比较器202包括：电流输入端口106、阈值电流输入端口107、输入电压正端口110、输入电压负端口108及用于输出判断结果的比较结果输出端口109。阈值电流输入端口107与电流比较器外部的阈值电流信号接通，输入电压正端口110和输入电压负端口108分别与电源正极和电源负极连接。采样镜像电流源输出端口104与电流输入端口106连接。

当电流比例感应器201的控制端口102的drive_h输入有效电平时，电流比例感应器201接收输入电流，电流从功率电流输入端口101流入，从电压输入负端口103流出，同时在控制端口102信号的作用下电流比例感应器201开始工作，输出与输入功率电流成比例衰减的感应电流；电流比较器202将来自电流比例感应器201输出的感应电流与阈值电流进行直接比较，并输出判断结果。

跟随电流镜像管包括：三极管pm1及三极管pm2。三极管pm1用于跟随电流注入，可为p型沟道mos管，在三极管或者bcd半导体工艺中可采用pnp三极管；三极管pm2用于镜像采样电流，可为p型沟道mos管，在三极管或者bcd半导体工艺中可采用pnp三极管。

功率mos管nm0的漏极与运算放大器opa的反向输入端口vn连接，并作为功率电流输入端口101。

功率mos管nmo的栅极与检测mos管nm1的栅极及运算放大器opa的使能端口en连接，并作为控制端口102。

运算放大器opa的正向输入端口vp与三极管pm1的漏极及检测mos管nm1的漏极连接。

运算放大器opa的输出端口vo与三极管pm1的栅极及三极管pm2的栅极连接。

运算放大器opa的电压正端口与三极管pm1的源极及三极管pm2的源极连接，并作为电压输入正端口105。

运算放大器opa的电压负端口与功率mos管nm0的源极及检测mos管nm1的源极连接，并作为电压输入负端口103。

三极管pm2的漏极作为电流比例感应器的采样镜像电流源输出端口104。

电流比较器202包括：电流漏及施密特。电流漏的偏置电流端口作为阈值电流输入端口107；电流漏的输入端口与施密特smt的输入端口连接，并作为电流比较器的电流输入端口106；电流漏的输出端口与施密特smt电压输入负端口连接，并形成输入电压负端口108；施密特smt的电压输入正端口与输入电压正端口110连接；施密特smt的输出端口作为电流比较器的比较结果输出端口109。

工作原理是，当电流比例感应器201的控制端口102为高电平时，功率mos管nm0导通，功率电流iin通过功率mos管nm0形成导通压降，同时运算放大器opa也开始检测，它与三极管pm1形成电压跟随器，根据运算放大的原理可知，运算放大器opa会控制三极管pm1的栅极电压，产生一定的跟随电流，该电流也会流入检测mos管nm1，最终使得nm0和nm1的漏极电压相等。nm0和nm1是同一类型的不同尺寸的n沟道晶体管，并且具有相同的驱动电压，假设nm0的尺寸是nm1的n倍，nm0的导通电阻是r0，容易知道nm1的导通电阻是n*r0，由nm0和nm1的漏极电压相等可得到：

iin*r0＝ipm1*n*r0；

那么通过三极管pm1的跟随电流是功率电流iin的n分之一。

为了保证nm0和nm1的匹配精度，即当nm0的尺寸是nm1的n倍时，nm1的导通电阻也近似为nm0的n倍，nm1的尺寸不能设计得过小，否则由于尺寸过小引起的器件参数边界效应导致匹配精度变差，所以倍数n不能太大。那么通过pm1的电流也是不小的，例如，通过功率mos管nm0的电流2a，n＝5000，通过三极管pm1的电流为400ua。一方面该电流值直接作为电流比较器的输入还是太大，另一方面通过三极管pm1的电流只能流入检测mos管nm1以便其漏极电压与功率mos管nm0的相等，而不能作为电流比例感应器的输出电流。所以需要利用与三极管pm1相同类型的三极管pm2镜像通过三极管pm1的跟随电流，把电流比例再次衰减m倍，并作为电流比例感应器的输出电流。假设，m＝8，则总共衰减的倍数为mn＝400000倍，像这样两次成比例地衰减可大大提高电流感应的精度，同时由于输出电流减小到50ua，可作为电流比较器的输入电流。

在阐述电流比较器之前先说明集成电路中电流源和电流漏这两个专业术语，像三极管pm2产生的电流从电源输入正端口流入，从三极管pm2的漏极流出，该电流可作为其它电路的输入源信号，所以常称为电流源。图6中电流漏的具体实现电路如图7中的mos管nm3，电流从mos管nm3的漏极流入，从源极流出并直接到输入电压负端口108，所以它仅是吸收电流，像是一个电流的漏斗一样，常称为电流漏。

三极管pm2作为输入电流源，mos管nm3形成的电流漏作为电流比较的负载端，由于三极管pm2和mos管nm3的小信号阻抗较大，它们形成的单级放大器可以实现数十甚至数百倍的增益，那么当三极管pm2输出的电流大于电流漏能够吸收的电流时，随着电流差值的增加漏极电压逐渐增加，最终达到电源的最大电压。随着单级放大器具有一定的放大倍数，但是由于不够大而使得漏极电压上升不够快，所以对于精度要求不高的应用中，用施密特把漏极电压波形整形成逻辑电平，便可作为电流大小的判断结果。如图7中是集成电路中常用的施密特结构，三极管pm2的电流超过电流漏允许通过的电流值一定的幅度，施密特输出低电平，表示功率电流偏大了。

电流比较器202也可采用两级放大，如图8所示。电流比较器202包括：电流漏、mos管nm8及负载电阻r1；电流漏的输入端口与mos管nm8的栅极连接，并作为电流比较器的电流输入端口106；电流漏的输出端口与mos管nm8的源极连接；mos管nm8的漏极与负载电阻r1一端连接且作为电流比较器的比较结果输出端口109；负载电阻r1另一端作为输入电压正端口110。

输入电流与mos管nm3形成第一级跨阻放大器，它的放大输出电压为nm3的漏极电压。第二级电压放大由mos管nm8和负载电阻r1组成，它是一个共源放大器，如果用npn三极管代替mos管nm8就是共射放大器，在集成路中还经常采用电流源作为负载来代替负载电阻r1。

这一电流采样比较器用于在开关电源中，只要稳压误差放大器的输出电压来控制阈值电流ith的大小，便可通过功率mos管开关来控制其电流大小，不断调节占空比使开关电源的输出电压稳定在设定值。

实施例2：

如图9至10所示，提供一种电流采样比较器电路，包括：电流比例感应器301及电流比较器302。电流比例感应器301用于采样待感应电流；电流比较器302用于将电流比例感应器301输出的跟随电流镜像电流源与电流阈值进行比较并输出判断结果。

电流比例感应器301包括：功率mos管nm4、检测mos管nm5、运算放大器opa及跟随电流镜像管，跟随电流镜像管包括：三极管nm6及三极管nm7。待感应电流在功率mos管nm4导通内阻上产生导通电压，该导通电压通过运算放大器opa复制到检测mos管nm5的导通电阻上，产生跟随电流，跟随电流镜像管镜像跟随电流产生一个与待感应电流成比例的跟随电流镜像电流源。

实施例1是本发明在电压低端电流采样的实施方式，这里的电压低端是指功率管和采样电路处于供电电源的负输入端口，例如图6中功率mos管nm0的源极接电源地，功率mos管nm0导通时漏极电压也很小，从而采样电流的共模输入电压相对于供电电源的正输入端口电压是低电压。实际中，本发明还可以应用在高端电流采样中，例如常用的buck拓扑的非隔离开关电源、不对称半桥、反激有源嵌位都是都存在高栅驱动的mos管，所以需要电压高端进行电流采样。

如图9所示是本实施例2的原理图，它是本发明的电流高端电流采样电路。它的端口编号与端口作用与实施例1中的端口编号与端口作用是相同的，这里不再赘述，端口101为功率电流输入端口101，与实施例1不同的是电流是流出来的，相当于流出负电流。因为功率mos管nm4处于高电压端，漏极接电源输入正端口，开通时源极也是接近电源输入正端口电压；控制端口102是功率mos管nm4和检测mos管nm5的驱动信号，也是运放的使能信号。

当电流比例感应器301的控制端口102的drive_h输入有效电平时，电流比例感应器301接收输入电流，电流从功率电流输入端口101流入，从电压输入负端口103流出，同时在控制端口102信号的作用下电流比例感应器301开始工作，输出与输入功率电流成比例衰减的感应电流；电流比较器302将来自电流比例感应器301输出的感应电流与阈值电流进行直接比较，并输出判断结果。

功率mos管nm4的栅极与检测mos管nm5的栅极及运放放大器opa的使能端口en连接，并作为控制端口102。

功率mos管nm4的漏极与运算放大器opa的反向输入端vn连接,并作为功率电流输入端口101。

运算放大器opa的电压负端口与三极管nm6的源极及三极管nm7的源极连接，并作为电压输入负端口103。

功率mos管nm4的漏极与检测mos管nm5的漏极及运算放大器opa的电压正端口连接，并作为电压输入正端口105。

三极管nm7的栅极与三极管nm6的栅极及运算放大器opa的输出端口连接。

三极管nm6的漏极与三极管nm7的源极及运算放大器opa的正向输入端vp连接。

三极管nm7的漏极作为电流比例感应器的采样镜像电流源输出端口104。

电流比较器302包括：mos管pm3、mos管pm4、mos管nm9及负载电阻r2。mos管pm4的漏极与mos管nm9的栅极连接，并作为电流比较器的电流输入端口106；mos管nm9的漏极与负载电阻r2的第二端口连接，并作为电流比较器的比较结果输出端口109；mos管pm3的栅极与mos管pm3的漏极连接，并作为阈值电流输入端口107；mos管pm3的源极与mos管pm4的源极及负载电阻r2的第一端口连接，并作为输入电压正端口110；mos管nm9的源极作为输入电压负端口108。

实施例2的电压高端电流采样比较器在原理上与实施例1的电压低端电流采样比较器是一样的，并且具有相同的端口，只是由于电流方向的不同，按照常用的专业术语，器件的名称不同。例如，为了使得功率mos管和检测mos管的导通压降相等，运算放大器控制三极管nm6抽取跟随电流，相当于之前的负注入。那么三极管nm7比例镜像三极管nm6的电流，形成的是一个从三极管nm7漏极到电源地的电流漏，该电流漏的电流作为电流比较器的输入信号，运算放大器的负载端相对应的是电流源，它由mos管pm4镜像流过mos管pm3的控制电流形成。当待采样的流过功率mos管nm4的电流偏大时，三极管nm7允许通过的电流大于mos管pm4提供的电流，那么共源放大器mos管nm9的栅极电压降低，比较结果输出端口109变为低电平，从而低电平表示功率mos管nm4电流偏大。

本发明在电压高端电流采样的应用实施电路，才可用于p沟道的功率mos管的电流采样中，如图9所示。图10所示，在电路结构上功率mos管由n沟道mos管nm4变成了p沟道mos管pm5，检测mos管由n沟道mos管nm5变成了p沟道mos管pm6，运算放大器的负向输入端口vn有一个圆圈表示在低电平有效输入时运算放大器进行电流采样。因为p沟道mos管的开通阈值电压为负值，所以控制驱动信号drive_l的有效电平是低电平，即它是低电压时功率mos管和检测mos管导通，并且运算放大器进行电流采样。其它部分的电路和功能是相同的，具体工作原理不再赘述。

结合实施例1及实施例2，本发明检测mos管是与功率mos管是同一芯片上同一类型不同尺寸的绝缘栅晶体管，在功率mos管导通时检测mos管也是导通的，并且它们在相同电压大小的栅源驱动电压下导通。功率mos管导通时，待感应电流在功率mos管导通内阻上产生导通电压，该导通电压通过运算放大器复制到检测mos管的导通电阻上，产生跟随电流。

跟随电流是指，运算放大器为了使检测mos管的导通电压与功率mos管的导通电压相等，必须注入或抽取一定的电流流过检测mos管的导通电阻，才能使得两个mos管导通时的压降相等，所注入或抽取的电流为跟随电流。由于两个mos管是同一芯片上同一类型的n沟道晶体管，并且在相同的驱动电压下导通，从而具有相同的电阻率，那么流过检测mos管的跟随电流是与流过功率mos管的待感应电流是成比例的，比例系数为它们的尺寸比例系数。

电流比较器将电流比例感应器输出的跟随电流镜像电流源作为输入级，并以一个可控电流漏或电流源作为负载，形成第一级跨阻放大器。跨阻放大器的输出电压再经过共源或共射极放大器的第二级放大或者施密特整形，可精确比较镜像电流源与电流漏的电流大小。

可控电流漏是指电流漏的电流大小是可以控制的，随着控制信号的变化而变化，但是控制信号稳定时电流漏的电流大小是恒定的。

与传统的采样技术相比，本发明兼具其它电流采样的优点：

首先，待采样电流在功率mos管的内阻上产生的电压作为采样的信号源，因为不需要串联电阻或互感器而引起额外电阻的增加，因此具有无损采样的效率高的优点；其次，与差分放大电阻采样电压的方式相比，功率mos管的内阻远大于所串联的采样电阻的阻值，从而相比较而言功率mos管的导通压降是较大的，那么信噪比较高，另外本发明的采样在内芯片内部实现，通过差分采样去除了共模噪声；再次，通过运算放大器的电压跟随作用，在与功率mos管相同的器件上产生与功率mos管电流成比例的小电流，即利用电压运算的方式实现电流互感器的磁耦合方式相似的功能，从而电流的大小与功率mos管内阻的大小和温度系数无关，有效提高电流采样的精度；最后，采样到的电流直接通过电流比较器与电流阈值比较，功耗小、速度快、电路简单而面积小。

所以，本发明可以实现大小为安倍级别的功率电流的采样，并与大小在微安级别的偏置电流漏的电流进行比较。当跟随电流镜像电流源的电流大于可控电流漏的电流时，第一跨阻放大器输出较高的电压，该电压再经过第二级放大器放大，输出表示采样镜像电流大于可控电流漏电流的逻辑电平，在此逻辑电平的作用下关断功率mos管，控制通过功率mos管的电流大小。如此，只要把反映开关电源输出电压的信号电压与基准电压进行误差放大后来改变可控电流漏的电流大小，就可调节mos管的电流大小，或者说开关电源的占比，最终使得开关电源的输出电压稳定在设定值。

因此，有鉴于现有电流采样的技术在保持各自优点的同时自身缺点也是明显的，本发明提出了一种新的采样方式，取长补短，兼顾采样效率、采样信号的质量和精度、成本，同时获得高效采样效率、高采样质量和低成本有益效果。

本领域技术人员还应当理解，结合本文的实施例描述的各种说明性的逻辑框、模块、电路和算法步骤均可以实现成电子硬件、计算机软件或其组合。为了清楚地说明硬件和软件之间的可交换性，上面对各种说明性的部件、框、模块、电路和步骤均围绕其功能进行了一般地描述。至于这种功能是实现成硬件还是实现成软件，取决于特定的应用和对整个系统所施加的设计约束条件。熟练的技术人员可以针对每个特定应用，以变通的方式实现所描述的功能，但是，这种实现决策不应解释为背离本公开的保护范围。