电子雾化装置及提升电子雾化装置驱动频率的控制电路的制作方法

本发明涉及电子雾化装置的控制电路，尤其涉及一种提升电子雾化装置驱动频率的控制电路及电子雾化装置。

背景技术：

如图1所示，为现有电子雾化装置的推挽输出电路。由于vcc是电子雾化装置的电源电压4.2v，而外接mcu输出的pwm脉冲幅度3v，两者之间存在1.2v压差，而开关三极管q8a的be内压为0.7v，小于1.2v压差，有可能使开关三极管q8a存在导通现象；因此，在整个电源电路驱动的过程中，会存在开关三极管q8a不能完全关断，存在“虚关”现象，则有可能导致电子雾化装置的控制电路处于导通状态，这种电路设计隐患，则可能引起电路短路，甚至烧坏整个电路控制系统。

如图2所示，为现有电子雾化装置内的功率驱动电路图。其电路控制系统采用开关管q11a的下拉的方式来控制功率的开关管q12，开关管q11a导通的时间很快，约为1微秒；但是由于开关管q12输出的驱动频率为200hz-10khz；开关管q11a关断时只能通过上拉电阻r33连接其栅极对结內罩电容通电进行截止，上拉电阻r33在1k的情况下，开关管q11a关断时间也只有几十微秒,一般约为20微秒延时时间，无法满足要现阶段的通过提高功率开关管q12的驱动频率使其达到20khz以上的要求。

技术实现要素：

基于上述问题，本发明所要解决的问题在于提供一种既能实现电路关断，又能提升驱动频率的电子雾化装置控制电路及使用该控制电路的电子雾化装置。

本发明的技术方案如下：

一种提升电子雾化装置驱动频率的控制电路，包括反向控制单元、推挽输出单元以及功率输出单元；其中：

所述反向控制单元根据接收到的pwm脉冲信号输出控制信号；

所述推挽输出单元在所述控制信号的驱动作用下实现推挽式电路导通，并输出驱动波；以及

所述功率输出单元接收到所述驱动波后，推挽提升驱动频率，并控制所述电子雾化装置内整个电路功率转换。

所述控制电路，其中，所述反向控制单元包括限流电阻r19、下拉电阻r21、反向开关管q10a以及第一上拉电阻r23；所述限流电阻r19的一端用于接收pwm脉冲信号，该限流电阻r19的一端通过下拉电阻r21接地；所述限流电阻r19与所述下拉电阻r21的连接点与所述反向开关管q10a的使能端电连接，所述反向开关管q10a的输出端接地，所述反向开关管q10a的输入端通过所述第一上拉电阻r23与外界电源连接。

所述控制电路，其中，所述反向开关管q10a为nmos管或npn管。

所述控制电路，其中，所述推挽输出单元包括第一开关管q9a和第二开关管q9b；所述第一开关管q9a的使能端和所述第二开关管q9b的使能端并联连接且连接点与所述反向开关管q10a的输出端电连接；所述第一开关管q9a的输入端外接电源，所述第一开关管q9a的输出端与所述第二开关管q9b的输入端电连接，所述第二开关管q9b的输出端接地；所述第一开关管q9a和第二开关管q9b在所述控制信号的作用下进行交替导通或截止，实现推挽式电路导通。

所述控制电路，其中，所述第一开关管q9a和第二开关管q9b在所述控制信号的作用下进行交替过程中，电路导通与关断延时周期为1-10微秒。

所述控制电路，其中，所述第一开关管q9a为nmos管或npn管；所述第二开关管q9b为pmos管或pnp管。

所述控制电路，其中，所述功率输出单元包括限流电阻r15、第二上拉电阻r20以及第三开关管q3；所述限流电阻r15的一端与所述第一开关管q9a的输出端电连接，所述限流电阻r15的另一端与所述第三开关管q3的使能端电连接，所述第三开关管q3的输入端外接电源，所述第三开关管q3的输出端与所述电子雾化装置的雾化芯电连接,所述第二上拉电阻r20的两端分别与所述第三开关管q3的输入端和使能端电连接。

所述控制电路，其中，第三开关管q3为pmos管。

所述控制电路，其中，所述驱动频率为2hz-50khz。

本发明还提供一种包括上述控制电路的电子雾化装置。

本发明提供的一种提升电子雾化装置驱动频率的控制电路，pwm脉冲通过反向控制单元内的反向开关管q10a的高平导通低平截止特性，对电源进行有效关断；相应地，推挽输出单元采用一个n型开关管和一个p型开关管组成对称推挽式驱动电路，并在pwm脉冲的高电平与低电平的交替切换中，使推挽输出单元的电路导通与关断延时周期调整为1-10微秒，大大缩短频率周期，进而驱动功率输出单元推挽提升驱动频率或工作频率，且驱动频率或工作频率范围值为2hz-50khz。

附图说明

图1为现有电子雾化装置内的推挽驱动电路图；

图2为现有电子雾化装置内的功率驱动电路图；

图3为本发明的提升电子雾化装置驱动频率的控制电路图；

图4为图2对应电路图中功率驱动电路实现后的驱动频率输出波形图；

图5为图4中a部分放大波形图；

图6为图3对应电路图中控制电路实现后的驱动频率输出波形图；

图7为图6中b部分放大波形图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的较佳实施例作进一步详细说明。

如图3所示，本发明提供的一种提升电子雾化装置驱动频率的控制电路，包括反向控制单元10，推挽输出单元20以及功率输出单元30。反向控制单元10在接收到单片机mcu(图中未示出)输出3v的pwm脉冲信号后，将输出一个控制信号给推挽输出单元20，驱动推挽输出单元20实现推挽式电路导通，并输出方型的驱动波；该驱动波则驱动功率输出单元30推挽提升工作频率或驱动频率，并控制所述电子雾化装置内整个电路功率转换，该工作频率或驱动频率的范围值为2hz-50khz。

上述控制电路中，反向控制单元10包括限流电阻r19、下拉电阻r21、反向开关管q10a以及第一上拉电阻r23。限流电阻r19的一端连接单片机mcu，接收由单片机mcu输出的3vpwm脉冲电压，限流电阻r19的一端通过下拉电阻r21接地；限流电阻r19与下拉电阻r21的连接点与反向开关管q10a的使能端(g极，栅极)电连接，反向开关管q10a的输出端(s极，源极)接地，反向开关管q10a的输入端(d极，漏极)通过第一上拉电阻r23接电源(4.2v)。反向控制单元10中，当pwm脉冲电压为高电平(3v)时，限流电阻r19上的电压大于反向开关管q10b内置电压(约为0.7v)，此时反向开关管q10a反向导通，第一上拉电阻r23上的电压被反向开关管q10a拉低为0；当pwm脉冲电压为低电平时，由于第一上拉电阻r23端的电源为4.2v且限流电阻r19上的电压小于mos管q10a导通电压(约为0.7v)，导致mos管q10a关断，此时第一上拉电阻r23上的电压为4.2v。

其中，反向开关管q10a可以为nmos管或npn管，优选nmos管。

推挽输出单元20包括第一开关管q9a和第二开关管q9b；第一开关管q9a的使能端(g极，栅极)和第二开关管q9b的使能端(g极，栅极)并联连接且连接点与反向开关管q10a的输出端(s极，源极)电连接，第一开关管q9a的输入端(d极，漏极)外接电源4.2v，第一开关管q9a的输出端(s极，源极)与第二开关管q9b的输入端(s极，源极)电连接，第二开关管q9b的输出端(d极，漏极)接地。

其中，第一开关管q9a为nmos管或npn管，低电平导通、高电平截止特性；第一开关管q9a优选为nmos管。第二开关管q9b为pmos管或pnp管，具有高电平导通、低电平截止特性；优选第二开关管q9b为pmos管。

pwm脉冲为高电平时，经过反向开关管q10a反向导通，此时上拉电阻r23上的电压被反向开关管q10a拉低为0,相应地，第二开关管q9b高电导通，而第一开关管q9a则呈现截止；pwm脉冲为低电平时，经过反向开关管q10a正向截止，此时上拉电阻r23上的电压为4.2v,相应地，第二开关管q9b低电截止，而第一开关管q9a则低电导通。这样，pwm脉冲在高电平和低电平之间切换时，由第一开关管q9a和第二开关管q9b组成的推挽输出单元20则始终处于高电平与低电平交替导通与截止状态，且交替过程中，电路导通与关断延时周期为1-10微秒，推挽功率输出单元30提升范围值为2hz-50khz的工作频率或驱动频率。这样，所述第一开关管q9a和第二开关管q9b在所述控制信号的作用下进行交替导通或截止，实现推挽式电路导通。

功率输出单元30包括限流电阻r15、第二上拉电阻r20以及第三开关管q3；限流电阻r15的一端与第一开关管q9a的输出端(s极，源极)电连接，限流电阻r15的另一端与第三开关管q3的使能端(g极，栅极)电连接，第三开关管q3的输入端(s极，源极)外界电源4.2v，第三开关管q3的输出端(d极，漏极)与电子雾化装置的雾化芯(图中未示出)电连接(f+),第二上拉电阻r20的两端分别与第三开关管q3的输入端(s极，源极)和使能端(g极，栅极)电连接。限流电阻r15主要是限定推免输出控制单元20输出的电流，避免输出电流过大而击穿第三开关管q3。第三开关管q3具有低电平导通、高电平截止，是一个功率pmos管，主要用于提升输出电流，是整个电路控制系的功率输出端，输送工作频率至雾化芯(f+)连接端，为雾化芯提供一个较高工作频率约为20khz，以满足雾化芯在20khz频率下工作效果。第二上拉电阻r20的主要作用是为第三开关管q3提供一个相对稳定的高电平，电源输出的电压以及整个控制地电路出上电时，可能存在不确定的信号，此时需要第二上拉电阻r20进行电阻嵌位在高电平。其中，第三开关管q3为功率型pmos管，其具有低电平导通、高电平截止特性

功率输出单元30根据驱动波驱动作用，推挽功率输出单元提升驱动频率，并控制电子雾化装置内整个电路功率转换。

图4至图7为采用深圳市赛仪欧电子有限公司生产的tektronix品牌的tds2024c型号示波器测试所得到的频率信号变化波形图，对比说明电路设计改善前和改善后的频率信号变化。

如图4和5所示，电路设计改善前(即图2对应电路设计图)，功率开关管(即图2中的开关管q12)的关断时间大约60微秒(us)，详见图5中的t3-t4时间间隔周期(图中，每一小格为20微秒)，pwm的频率提高到1khz以上时，在驱动波形后就会开始频率信号失真，此时无法提高电路控制系统的工作频率，通道ch2是pwm的波形，通道ch1是功率开关管q12关断的波形。如图4所示，t1-t2之间的时间间隔延时周期为200微秒*5＝1000微秒),即两个波形对应的工作频率或驱动频率约为1khz(1/(200微秒*5)＝1khz)。

如图6和图7所示，电路设计改善后(即图3对应电路设计图)，功率开关管(即图3中的第三开关管q3)的关断时间大约2微秒，详见图7中的t3-t4时间间隔周期(图中，每一小格为1微秒)，pwm的频率提高到1khz以上时，驱动波形的频率信号只会存在细微的失真，此时可以大大提高电路控制系统的工作频率。通道ch2是pwm的波形，通道ch1是第三开关管q3关断的波形。如图6所示，t1-t2之间的时间间隔延时周期为10微秒*5＝50微秒)，即两个波形对应的工作频率或驱动频率约为20khz(1/(10微秒*5)＝20khz)。

由上述对比频率信号测试数据可知，pwm脉冲通过反向控制单元10控制推挽输出单元20，在pwm脉冲的高电平与低电平的交替切换中，使推挽输出单元20的电路导通与关断延时周期由60微秒调整为2微秒，大大缩短频率周期，进而推挽功率输出单元30提升工作频率或驱动频率由1khz提升至20khz。鉴于电子烟的电路功率的工作频率约为200hz-20khz；因此，本发明的设计方案满足其相应条件。

本发明还提供一种电子雾化装置，其内置的控制电路，包括反向控制单元10，推挽输出单元20以及功率输出单元30。反向控制单元10在接收到单片机mcu(图中未示出)输出3v的pwm脉冲信号后，将输出一个控制信号给推挽输出单元20，驱动推挽输出单元20实现推挽式电路导通，并输出方型的驱动波；该驱动波则驱动功率输出单元30推挽提升工作频率或驱动频率，该工作频率或驱动频率的范围值为2hz-50khz，并控制所述电子雾化装置内整个电路功率转换。

应当理解的是，上述针对本发明较佳实施例的表述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本发明的专利保护范围应以所附权利要求为准。