电动助力转向系统中利用电机逆解耦的电流模式控制的制作方法
背景技术：
本发明一般涉及电动助力转向系统(electricpowersteering，eps)中利用电机逆解耦的电流模式控制。
永磁同步电机(pmsm)(无论是表面永磁(surfacepermanentmagnet，spm)电机还是内嵌式永磁(interiorpermanentmagnet，ipm)电机)的输出转矩可由电压指令和相位超前角确定。因此，为了确定永磁同步电机的特定输出转矩，首先要选择一个特定的交轴(也称为q轴)参考电流和一个直轴(也称为d轴)参考电流，然后基于所选择的交轴参考电流和直轴参考电流确定电压指令和相位超前角.
eps系统使用电机(例如pmsm)来提供转向辅助。当使用pmsm时，会用到磁场定向控制(fieldorientedcontrol，foc)，磁场定向控制使得能够将交流(ac)多相(例如三相)电机电压和电流信号转换到同步旋转参考坐标系中，通常称为d轴/q轴参考坐标系，其中电机电压和电流变为直流(dc)量。foc转矩控制技术通过使用前馈控制方法或闭环电流反馈控制或两者的某种组合来实现。
将永磁同步电机的闭环电流控制应用于eps系统，要求控制系统能够跟踪期望的辅助转矩指令(即，电机转矩指令)，而这些要求并不能得到控制系统的支持。这些要求中有许多涉及转矩响应特性、电机输入干扰特性、电流测量噪声传输特性以及估算电机参数估值准确性的鲁棒性的平衡。期望在控制系统的整个运行范围内具有性能一致性，包括在电机速度范围内的运行和接近电源电压极限的运行。与利用pmsm的高压电源应用不同，来自车辆的可用于控制系统的电源电压受到限制，这些应用中使用的电机通常要尽可能高效地确定尺寸，以提供稳态电源要求。这要求电流控制以稳定且可预测的方式运行，因为可用于控制系统的瞬态电压在pmsm运行的峰值功率点附近变小。因此，控制系统应配置为在要求相对较小的电机电压指令瞬变的情况下，按照期望运行。
技术实现要素：
根据一个或多个实施例，根据输入电压生成输出电流的电机控制系统包括第一模块、第二模块和加法模块。所述第一模块配置为：从所述电机接收输出电流作为反馈，所述输出电流包括直轴(d轴)分量和交轴(q轴)分量；并基于所述电机控制系统的目标频率特性、虚拟电阻值和所述反馈生成第一电压指令。所述第二模块配置为：接收所述反馈和指令电流之间的差值；并基于电机的估算电阻值、估算电感值、所述虚拟电阻值、所述电机控制系统的目标频率响应特性以及从q轴分量的响应解耦出的输出电流的d轴分量的响应，来生成第二电压指令，所述电机控制系统为闭环系统。所述加法模块配置为通过将所述第一电压指令和所述第二电压指令相加来生成用于所述电机的输入电压指令。
根据一个或多个实施例，转向系统包括电机和电机控制系统。所述电机控制系统包括第一模块、第二模块和加法模块。所述第一模块配置为：接收来自所述电机的输出电流作为反馈，所述输出电流包括直轴(d轴)分量和交轴(q轴)分量；并根据所述电机控制系统的目标频率特性、所述反馈、以及虚拟电阻值生成第一电压指令。所述第二模块配置为：接收所述反馈和受控电流之间的差值；并基于电机的估算电阻值、估算电感值、所述虚拟电阻值、所述电机控制系统的目标频率响应特性以及从q轴分量的响应解耦出的输出电流的d轴分量的响应，来生成第二电压指令，所述电机控制系统为闭环系统。所述加法模块配置为通过将所述第一电压指令和所述第二电压指令相加来生成用于所述电机的输入电压指令。
根据一个或多个实施例，一种方法包括从输入电压生成输出电流的方法，包括：通过第一模块接收来自所述电机的输出电流作为反馈，所述输出电流包括直轴(d轴)分量和交轴(q轴)分量。该方法还包括由所述第一模块基于所述电机控制系统的目标频率特性、虚拟电阻值和所述反馈和来生成第一电压指令。该方法还包括由所述第二模块接收所述反馈和受控电流之间的差值。该方法进一步包括由所述第二模块基于电机的估算电阻值、估算电感值、所述虚拟电阻值、所述电机控制系统的目标频率响应特性以及从q轴分量的响应解耦出的输出电流的d轴分量的响应，来生成第二电压指令，所述电机控制系统为闭环系统。该方法还包括通过加法模块将所述第一电压指令和所述第二电压指令相加来生成用于电机的输入电压指令。
从以下结合附图的描述，这些和其他优点和特征将变得更加明显。
附图说明
在说明书结尾处的权利要求中，特别指出并清楚地要求保护本公开的主题。通过以下结合附图的详细描述，本公开的前述和其他特征以及优点是显而易见的，其中：
图1a是适于实施所公开的实施例的电动助力转向系统的实施例；
图1b是根据示例性实施例的电机控制系统的示例性示意图；
图2a和2b描绘了根据本发明的一个或多个实施例的控制系统的拓扑结构。
图3更详细地描绘了根据本发明的一个或多个实施例的图2b的控制系统的拓扑结构；
图4描绘了根据本发明的一个或多个实施例的电机(电机模型)的框图；
图5描绘了根据本发明的一个或多个实施例的iidc架构的框图；
图6描绘了根据本发明一个或多个实施例的用于二阶或更高阶传递函数响应的iidc架构的框图；和
图7描绘了根据本发明的一个或多个实施例的用于在q轴回路和d轴回路中不同阶次的传递函数响应的iidc架构的框图。
具体实施方式
在下文中，现在请参考附图，其中将参照具体实施例对本公开进行描述，但不对其进行限制，应当理解，所公开的实施例仅是对本公开的说明，本公开可能以各种和替代的形式体现。这些附图不一定按比例绘制的；某些特征可能被放大或缩小，以显示特定部件的细节。因此，本文公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制性的，而仅仅作为一个有代表性的基础，以教导本领域技术人员以各种方式使用本公开。
如这里所使用的术语模块和子模块指的是一个或多个处理电路，例如专用集成电路(applicationspecificintegratedcircuit，asic)、电子电路、处理器(共享、专用或组)和执行一个或多个软件或固件程序的存储器、组合逻辑电路和/或提供所述功能的其他合适组件。可以理解，下面描述的子模块可以组合和/或进一步分割。
现在参考附图，其中将参考具体实施例来描述技术方案，但不是对其进行限制。图1a是适于实施所公开的实施例的电动助力转向系统(electricpowersteering，eps)40的实施例；转向机构36是齿条齿轮式系统，并且包括在壳体50内的齿条(未示出)和位于齿轮箱52下方的小齿轮(也未示出)。当操作员输入，下文称为方向盘26(例如手轮等)时，上转向轴29旋转，通过万向节34连接到上转向轴29的下转向轴51转动小齿轮。小齿轮的旋转移动齿条，齿条移动转向拉杆38(仅示出一个)，继而移动转向节39(仅示出一个)，转向节39旋转一个或多个转向轮44(仅示出一个)。
电动助力转向辅助装置通过总的由附图标记24表示的控制装置提供，并且包括控制器16和电机19，电机19可以是永磁同步电机(permanentmagnetsynchronousmotor,pmsm)，并且在下文中表示为电机19。控制器16由车辆电源10通过线路12供电。控制器16从车辆速度传感器17接收表示车辆速度的车速信号14。通过位置传感器32测量转向角，位置传感器32可以是光学编码型传感器、可变电阻型传感器或任何其他合适类型的位置传感器，并且向控制器16提供位置信号20。电机速度可以用转速计或任何其他装置测量，并作为电机速度信号21传输到控制器16。电机速度ωm可以被测量、计算或测量和计算。例如，电机速度ωm可以被计算为由位置传感器32在规定时间间隔内测量的电机位置θ的变化。例如，可以根据等式ωm＝δθ/δt，将电机速度ωm确定为电机位置θ的导数，其中δt是采样时间，δθ是采样间隔期间的位置变化。或者，可以根据电机位置将电机速度推导为位置相对于时间的变化率。应当理解，存在许多众所周知的方法用于执行导数功能。
当方向盘26转动时，转矩传感器28感测由车辆操作者施加到方向盘26的转矩。转矩传感器28可包括扭杆(未示出)和可变电阻型传感器(也未示出)，可变电阻型传感器相对于扭杆上的扭转量向控制器16输出可变转矩信号18。虽然这是一种转矩传感器，但是与已知信号处理技术一起使用的任何其他合适的转矩传感设备都是可以胜任的。响应于各种输入，控制器向电机19发送指令22，电机19通过蜗杆47和蜗轮48向转向系统提供转矩辅助，从而为车辆转向提供转矩辅助。
应当注意，尽管通过参考用于电动转向应用的电机控制来描述本公开的实施例，应当理解，这些参考仅是说明性的，并且本公开的实施例可以应用于采用电机的任何电机控制应用，例如转向、阀门控制等。此外，本文的参考和描述可适用于许多形式的参数传感器，包括但不限于转矩、位置和速度等。还应理解，此处提及的电机包括但不限于电机，为了简明扼要，下文仅提及电机，但不限于此。
在如图所示的控制系统24中，控制器16利用转矩、位置和速度等来计算输出所需输出功率的指令。控制器16设置成与电机控制系统的各种系统和传感器通信。控制器16接收来自每个系统传感器的信号，量化所接收的信息，并响应于此提供输出指令信号，在这种情况下，例如，提供给电机19。控制器16被配置为从逆变器(未示出)产生相应的电压，该逆变器可以可选地与控制器16结合并且在本文中将被称为控制器16，使得当应用于电机19时，就会产生所需的转矩或位置。在一个或多个示例中，控制器24在反馈控制模式下作为电流调节器运行，以产生指令22。或者，在一个或多个示例中，控制器24以前馈控制模式运行以生成指令22。因为这些电压与电机19的位置和速度以及所需的转矩有关，转子的位置和/或速度以及由操作者施加的转矩都是确定的。位置编码器连接到转向轴51以检测角位置θ。编码器可以基于光学检测、磁场变化或其他方法来感测旋转位置。典型的位置传感器包括电位计、旋转变压器、同步器和编码器等，以及包括前述中的至少一者的组合。位置编码器输出表示转向轴51的角位置(从而表示电机19的角位置)的位置信号20。
所需的转矩可以由一个或多个转矩传感器28确定，转矩传感器28传输指示施加转矩的转矩信号18。一个或多个示例性实施例包括这样的转矩传感器28和由此产生的转矩信号18，该转矩信号可能对符合规定的配置为对施加的转矩提供响应指示的扭杆、t形杆、弹簧或类似装置(未显示)作出响应。
在一个或多个示例中，温度传感器23位于电机19处。优选地，温度传感器23配置为直接测量电机19的感测部分的温度。温度传感器23将温度信号25传输到控制器16，以便于进行本文规定的处理和补偿。典型的温度传感器包括热电偶、热敏电阻和恒温器等，以及包括至少一个前述传感器的组合，当传感器被放置在适当位置时，可提供与特定温度成比例的可校准信号。
其中，位置信号20、速度信号21和转矩信号18等被施加到控制器16。控制器16处理所有输入信号以产生对应于每个信号的值，从而产生转子位置值、电机速度值和转矩值，这些值可用于本文所述的算法中的处理。诸如上述的测量信号也根据需要被共同线性化、补偿和滤波，以增强所获取信号的期望特性或消除所获取信号的不期望的特性。例如，信号可以被线性化以提高处理速度，或者解决信号的大动态范围。另外，基于频率或时间的补偿和滤波可以用来消除噪声或避免不需要的频谱特性。
为了执行规定的功能和所需的处理，以及为此进行的计算(例如，电机参数的识别、控制算法等)，控制器16可能包括，但不限于处理器、计算机、dsp、内存、存储器，寄存器、定时、中断、通信接口和输入/输出信号接口等，以及包括前述中的至少一者的组合。例如，控制器16可以包括输入信号处理和滤波，以实现对来自通信接口的这种信号的精确采样和转换或获取。控制器16的附加特征和其中的某些处理在本文稍后详细讨论。
图1b示出了根据本发明一个方面的电机控制系统100。在所示的示例性实施例中，电机控制系统100包括电机19、逆变器122、电源124和控制模块130(也称为控制器)。电源124为电机19提供一个电源电压vb。在一些实施例中，电源124是电池。然而，应当理解，也可以使用其他类型的电源电压。逆变器122通过多个连接件132(例如，三个连接器)连接到电机19。在一些实施例中，电机19是多相永磁同步电机(permanentmagnetsynchronousmotor，pmsm)。在本实施例中，电机19是三相pmsm。控制模块130通过逆变器122连接到电机19。控制模块130接收一个电机转矩指令t*，该电机转矩指令t*可能是另一个系统的输出，例如，电动助力转向系统(eps)的40输出。控制模块130包括控制逻辑，用于通过逆变器122将电机电压v发送到电机19。现在参照图1b，电机19的工作方式是使电机电压指令的相位v相对于电机19产生的反电动势(backelectromotiveforce，bemf)电压e的相位发生位移。在一些实施例中，编码器(未示出)用于测量电机19的转子的角位置θ(即，转子的机械位置)。电机19的角位置θ被转换成电位置θe，然后被用于确定输入相电压。电机19沿顺时针方向和逆时针方向旋转，并且在运行期间在顺时针方向和逆时针方向上产生转矩。
永磁同步电机(pmsm)，例如图1和图2的电机19，由于其诸如功率密度高、可控制性强和可靠性好等优点而广泛用于电驱动应用。矢量控制是pmsm中常用的一种控制技术，其中，通过参考坐标系变换将所有的交流信号转换成直流信号。然后，在同步旋转或d/q参考坐标系中实现控制系统。
根据本发明的一个或多个实施例，提供了一种被称为电机逆解耦电流控制(plantinversiondecouplingcurrentcontrol，pidcc)的技术，以提高eps系统对干扰的鲁棒性、参数误差和不完全解耦。pidcc使用前向路径控制器c(s)执行d轴和q轴控制回路的解耦，同时实施反馈补偿器h以改善电机动态。具体应用这两个控制器(即，前向路径控制器和反馈补偿器)使得整个系统具有了上述期望的特性。
在一个实施例中，前向路径控制器c(s)被分成包括比例控制器cp和积分控制器ci的并行控制器。在前向路径控制器c(s)被拆分之后，补偿器cp和ci不是“s”的函数。积分模块1/s是拆分的前向路径控制器c中唯一包含“s”的模块。对于该实施例，通过积分控制器ci执行解耦，并且在两个控制回路中实现具有可选截止频率的一阶闭环响应。通过对前向路径控制器c使用不同的结构，也可以实现任一环路的高阶传递函数。pidcc技术的前向路径控制器c(s)的组成可以是电机速度、电机参数和期望的闭环截止频率的函数，在这种情况下，控制系统的校准和调整将大大简化，并且在电机的整个运行范围内提供一致的转矩控制响应。另外，这提供了控制系统配置以平衡多个具有挑战性的设计目标。
图2a和2b描绘了控制系统的拓扑结构200和201。图2a将前向路径控制器c(s)202描绘为单个控制器，而图2b将比例控制器cp212和积分控制器ci214描绘为并联控制器以代替前向路径控制器c(s)202。
电流参考矢量ir定义为一个由d轴分量和q轴分量组成的2x1矢量，它与一个反馈信号210相结合，反馈信号210表示一个测量的电机电流矢量im。组合信号ie被馈送到前向路径控制器c(s)202(在图2a中)或比例控制器cp(s)212和积分控制器ci(s)214(在图2b中)以产生电压指令。在图2a中，电压指令是来自前向路径控制器c(s)的电压指令vc。如图2b所示，电压指令vc是分别从比例控制器cp212和积分控制器ci214产生的比例电压指令vp和积分电压指令vi的组合。应当理解，积分模块216可以与积分控制器ci214结合使用以积分组合信号ie。注意，ir，im，ie，vp，vi和vc均具有d轴分量和q轴分量。另外，ir，im，ie，vp，vi和vc表示矢量，而不是标量。
电压指令vc与来自前馈反电动势(feedforwardbackelectromotiveforce，bemf)补偿矩阵204的电压vf组合。前馈反电动势补偿矩阵204用于补偿电机反电动势(相比于电流环路动态的)缓慢动态。电压指令vc还与来自反馈补偿器h(s)206的电压指令vh组合。将电压指令vc、电压vf和电压指令vh的组合一起指定为电压指令矢量vr，电压指令矢量vr也定义为由d轴分量和q轴分量组成的2x1矢量。电压指令矢量vr与具有d轴分量和q轴分量的外部干扰电压vdist组合，以产生电压vm，电压vm被馈送到电机转换矩阵p(s)208中。“v”项具有分量“vd”和“vq”，而非分量“id”和“iq”。vf将被分为vfd和vfq，而im将被分为imd和imq，依此类推。请注意，与cp和ci不同，电机转换矩阵p(s)不包含“s”项。
电机转换矩阵p(s)208输出生成的电机电流矢量ip，该电机电流矢量ip与(具有d轴分量和q轴分量的)外部干扰电流idist组合以生成电流ia。电流ia与(同样具有d轴分量和q轴分量的)外部干扰电流inoise组合在一起，以生成测量的电机电流矢量im。可以将测量的电机电流矢量im馈入反馈补偿器h206中，并作为反馈信号210。
图3更详细地描绘了根据本发明的一个或多个实施例的图2b的控制系统的拓扑结构201。应当理解，电机矩阵p(s)208被示为逆矩阵，以描绘反馈补偿器h206的组成如何影响“有效电机”动态。
用于电流模式控制的传统方法已经利用了直接逆解耦控制或增强型反馈解耦控制。直接逆解耦控制利用ci解耦电机，而不利用h解耦电机。增强型反馈解耦控制利用h解耦电机并增强电机动态，同时使用c(s)来获得两个控制回路的所需闭环传递函数阶数。相对于这些传统方法，本技术是将电机逆解耦用于电流模式控制。
在d/q轴坐标系中定义的以下方程式描述了(使用线到中性点定义的)电机传递函数：
vd和vq分别为d轴和q轴电机电压(单位为volts)；id和iq分别为d轴和q轴电机电流(单位为amperes)；ld和lg分别为d轴和q轴电机电感(单位为henries)；r为电机电路(即电机和控制器)的电阻(单位为ohms)；ke为电机bemf系数(单位为volts/rad/s)；ωm是电机的机械速度(单位为rad/s)；te是电机的电磁转矩(单位为nm)。应当注意，用于计算电机电磁转矩的方程是非线性的，并且表示通过利用来自永磁体的磁场产生的转矩和由转子凸极性(即ld和lg之间的差值)产生的磁阻转矩以及适当选择的id和iq的总和。
正常运行期间，电机参数变化很大，r的变化可能超过100％，电感ld和lg的变化可能超过5-20％，ke的变化可能超过15-20％。r随结构和温度而变化。ld和lg随饱和度(即作为id和iq的函数)的变化而变化。ke随饱和度(作为iq的函数)和温度而变化。因此，以上等式可以重写为：
在这些重写的方程式中，
可以如下简洁地用s域表示重写前面的两个方程：
u＝pi(s)x
注意，该描述经由复数频率传递矩阵pi(s)将电机输出转换成输入，并且因此是真实电机传递矩阵(即，电机矩阵p(s)208)的逆矩阵，如在图3中框图208详细所示。将电机输入转换为输出并等于pi(s)的逆矩阵的实际电机转移矩阵p(s)可以写为：
x＝p(s)u
注意，上式中的vq实际上是v′q＝vq-keωm。因此，在图4中示出了电机400的框图。该实施例采用系统的传递矩阵描述，因为除了实现解耦之外，该传递矩阵还允许采用经典技术来分别分析两个回路。尽管未在任何图中示出，但是控制系统200可包括在控制器的输出电压vr与输入至电机的实际电压vm之间的时间延迟分量。
基于参考输入和干扰的系统输出响应，即系统的闭环传递矩阵，可得：
ia＝bpecir+bpevdist+bpep-1idist+bpe(h-c)inoise
b＝(i+pec)-1
ia＝tir+tdivdist+tdoidist+tdninoise
如上所示，这些方程是根据有效电机矩阵来写的，有效电机矩阵定义为pe＝(p-1-h)-1。应当理解，如果不存在干扰，则可以将有效电机定义为从vc到im的有效传递矩阵。换句话说，有效电机pe是前向路径控制器c(s)202看到的最终电机。
应当理解，涉及系统对各种干扰的响应的传递矩阵没有直接用于设计控制系统。但是，这些传递矩阵有助于对不同的控制系统配置对扰动的进行鲁棒性和敏感性分析。因此，在扰动为零的情况下进行以下推导，系统输出可表示为：
ia＝im＝(i+pec)-1pecir
可以通过以下方式获得与系统输出ia＝im的跟踪误差ie相关的开环传递矩阵l：
ia＝pecie＝lie
另外，在没有干扰的情况下的电压指令为vr＝vm。应当理解，闭环传递矩阵和开环传递矩阵与相关，关系式为t＝(i+l)-1l。因此，开环传递矩阵可以写为：
l＝pec
参照图2a，图2b和图3，电机逆解耦电流控制设计利用输出前向路径积分控制器ci214解耦电机，并利用反馈补偿器h206来增强电机动态。电机逆解耦有两个方面。首先，积分控制器ci214的非对角线元素配置为消除电机方程式中的耦合项。这允许改变vq以控制iq而不影响id，并且允许改变vd以控制id而不影响iq。
其次，积分控制器ci214的对角线元素配置为修改对电机的虚拟电阻，以使电机的“有效电阻”增加。虚拟电阻有助于消除直接逆解耦的不良特性，包括在电机运行速度附近的共振、对电机电路电阻变化的敏感性(即，电机电路电阻估算中的参数估算精度问题)以及其他参数估算，并提高了对电机输入干扰以及不完全解耦的鲁棒性。仔细配置这些元素的值，以在期望的电机输入干扰传递函数特性和噪声传递率(从inoise到ia传递矩阵)之间取得平衡。
为了利用电机逆解耦电流控制(piddc)，重要的是根据控制器矩阵增益推导出开环传递矩阵，其步骤如下：
本文所述的piddc技术试图利用前向路径控制器c(s)202(例如，参照图2a)来执行解耦，同时约束反馈补偿器h206以增强整个系统的闭环特性。这意味着将反馈补偿器h206的两个交叉对角线增益直接设置为khdq＝0和khqd＝0。所得的开环传递函数表示如下：
ldd(s)＝(lqs+r-khqq)(kpdds+kidd)+(-ωelq)(kpqds+kiqd)
ldq(s)＝(lqs+r-khqq)(kpdqs+kidq)+(-ωelq)(kpqqs+kiqq)
lqd(s)＝(ωeld)(kpdds+kidd)+(lds+r-khdd)(kpqds+kiqd)
lqq(s)＝(ωeld)(kpdqs+kidq)+(lds+r-khdd)(kpqqs+kiqq)
如本文所述，为了获得一阶闭环响应，确保以下各项：
ldd(s)＝ωdδeff(s)
lqq(s)＝ωqδeff(s)
ldq(s)＝lqd(s)＝0
通过比较两侧的项，可以看出，为了讲行通量项的解耦，将比例增益kpdq和kpqd设置为零。据此，得到相应的前向路径控制器结构如下：
因此，可以理解的是，不使用反馈补偿器h206，仅使用前向路径控制器c(s)202就可以实现解耦。然而，后者可用于增强系统的任何闭环特性。换句话说，解耦是在不需要执行状态反馈的情况下，以一种前向的方式实现的。在没有使用反馈补偿器h206的情况下，得到的配置成为一个单自由度(1-dof)控制系统。进一步比较矩阵两边的项，可以看出，为了进行解耦，必须选择如下的对角积分增益：
在所示选择的对角积分增益的情况下，前向路径控制器c(s)202如下：
在传统的直接逆解耦控制方法中，反馈矩阵h完全没有被利用，因此直接逆解耦控制技术对接近电机工作转速的扰动频率非常敏感，并且由于不完全解耦而表现出振荡行为。因此，直接逆解耦控制技术不适合许多实际应用。本发明的实施例通过使用反馈补偿器h206来增强电机动态来解决这些问题，结合使用积分控制器ci214的前向路径解耦，得到的配置比本技术中描述的先前解耦控制配置表现得更好。
参照图5描述了一种改进的逆解耦控制(iidc)技术。这种架构提供了一个解耦的电机电流控制系统，在两个电流回路中都有一阶响应。特别是，图5根据本发明的一个或多个实施例描述了改进的逆解耦控制架构501的框图。在这种配置中，反馈补偿器h206引入了虚拟电阻。在这种情况下，反馈补偿器h206的对角元素设置如下：
khdd＝-rd
khqq＝-rq
其中rd和rq为d轴和q轴上的虚拟电阻。
之后，通过如下设置前向路径控制器c(s)202的控制增益来获得解耦和一阶响应特性：
与直接逆解耦控制方法相比，iidc架构501对干扰和不完全的解耦更加具有鲁棒性。实际上，当根据对电机输入扰动的响应以及对不完全的解耦的响应来适当配置虚拟电阻时，iidc方法的性能优于增强型反馈解耦控制方法。随着电机速度的变化，这直接关系到系统的各种传递矩阵的极点和零点的运动。
提供了另一种改进的逆解耦控制技术，用于二阶或更高阶传递函数响应。图6描绘了根据本发明的一个或多个实施例的用于二阶或更高阶传递函数响应的iidc架构600的框图。为了在两个回路中获得更高阶的传递函数，前向路径控制器c(s)202需要具有不同的结构，而反馈补偿器h保持与一阶响应的情况相同。通常，为了获得n阶传递函数，前向路径控制器c(s)202设置如下：
因此，前向路径控制器c(s)202的增益选择如下：
kpqq＝kq(r+rq)
注意，高阶是指阶次等于或大于二阶。
当参数估算理想时，高阶响应情况下的开环传递矩阵为：
因此，闭环传递矩阵变为：
应当理解，通常，n阶传递函数可以具有n个不同的极点位置，这可以通过适当地选择kd，αd2…αdn，kq，αq2…αqn来实现。通过将αd3…αdn和αq3…αqn设置为零，可以实现任一回路的二阶传递函数。在示例性实施例中，可以实现闭环传递矩阵中的n阶响应，其中每个轴的所有闭环极点都位于相同位置。如果两个回路都配置为具有此类响应，则闭环传递矩阵表示如下：
在这种情况下，可以将两个循环中t的两个表达式中的特征多项式与理想的二阶多项式进行比较。比较结果是可以求解以获得关于ωd和ωq所需的kd，αd2…αdn，kq，αq2…αqn的方程。
提供了另一种改进的逆解耦控制技术，以用于q轴回路和d轴回路中不同阶次的传递函数响应。图6描绘了根据本发明的一个或多个实施例的用于在q轴回路和d轴回路中不同阶次的传递函数响应的iidc架构600的框图。
可以修改iidc架构600，以在两个控制回路(即q轴回路和d轴回路)中实现不同阶次的闭环传递函数。通常，为了在d轴回路中实现n阶传递函数，在q轴回路中实现m阶传递函数，可以将前向路径控制器结构表示为：
在理想参数估算的假设下，开环传递矩阵表示为：
因此，闭环传递矩阵变为：
可以适当地选择参数kd，αd2…αdn，kq，αq2…αqm，以在两个控制回路(d轴和q轴)中独立地获得具有所需极点位置的所需闭环传递函数阶次。例如，为了分别在d轴电流回路和q轴电流回路中获得一阶和二阶传递函数，前向路径控制器可以表示为：
此外，前向路径控制器增益可设置如下：
kpqq＝kq(r+rq)
在图7中示出了上述的控制器结构和增益。在完美参数估算的假设下，这种情况下的开环传递矩阵表示如下：
因此，闭环传递矩阵如下：
为了在q轴闭环中获得固有频率ωq和ζq的阻尼比，将特征多项式与理想二阶多项式
αq2＝2ζqωq
总之，这里介绍的技术与现有技术有很大不同，并且非常适合于配置电流控制系统，以将其用作eps应用的pmsm的转矩控制系统的一部分。
虽然仅结合有限数量的实施例对本公开进行了详细描述，但应容易理解，本公开不限于此类公开的实施例。相反，本公开可以进行修改，纳入迄今未述及但与本公开范围相适应的任何数量的变更、改变、替换或等同布置。此外，虽然本公开的各种实施例已被描述，但是应该理解，本公开的各方面可以仅包括所述实施例的部分或各实施例的组合。因此，本公开不应被视为受前述描述的限制。
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