一种三相无变压器型级联双降压式并网逆变器的拓扑结构的制作方法

本实用新型属于光伏发电技术领域，尤其涉及一种三相无变压器型级联双降压式并网逆变器的拓扑结构。

背景技术：

随着光伏(photovoltaic,pv)发电系统的发展，对并网逆变器(grid-connectedinverter,gci)提出了更高的要求。与非级联光伏并网逆变器相比，级联光伏并网逆变器具有体积小、重量轻、成本低等优点，具有广阔的应用前景。目前单相非隔离型光伏逆变器已经得到深入的研究，然而单相非隔离光伏逆变器的结构受到限制，当单相系统连接到电网时，会导致电网电压的不平衡问题，但三相光伏系统不会出现上述问题。

现有技术提出了一种三相级联h4光伏并网逆变器，同时给出三相共模电压、三相差模电压、单相共模电压和单相差模电压分别保持为常数来抑制共模漏电流的条件。然而，在实际中四个变量难以同时保持为常数。在此基础上，现有技术提出了一种改进的三相级联式h4光伏并网逆变器(three-phasecascadedh4photovoltaicgrid-connectedinverter,tpcpgci-h4),采用电感对称放置的思想，因此单相差模电压可以忽略。但是在实际应用中，仍难以保持三个变量为常数。此外，为避免桥臂直通的问题，须设置死区，而死区的存在会产生低次谐波，对并网电流的电能质量带来了恶劣影响。比如现有技术中双降压式全桥逆变器(dual-buckfull-bridgegrid-connectinverter,dfgi)，dfgi因其无桥臂直通问题、效率高、可靠性高而受到广泛的应用。然而，dfgi没有隔离变压器来实现电气隔离，使光伏电池板与电网间会形成闭合回路，当共模电压高频变化时，会引发较大的共模漏电流。

技术实现要素：

针对现有技术中的上述不足，本实用新型提供的一种三相无变压器型级联双降压式并网逆变器的拓扑结构解决了传统三相光伏并网逆变器工作过程中存在漏电流和死区的问题。

为了达到以上目的，本实用新型采用的技术方案为：

本方案提供一种三相无变压器型级联双降压式并网逆变器的拓扑结构，包括第一相控制电路，以及分别与所述第一相控制电路连接的第二相控制电路和第三相控制电路，其中，所述第二相控制电路还与所述第三相控制电路连接。

本实用新型的有益效果是：本实用新型由于三相无变压器型级联双降压式并网逆变器采用双降压式变换电路结构，开关中自由流过的电流不通过开关的二极管，因此，三相无变压器型级联双降压式并网逆变器tpcdbgci无需设置死区时间，便具有较高的可靠性和功率密度，本实用新型不仅具有传统双降压式全桥逆变器dfgi的无桥臂直通、高效率和高可靠性的优点，而且输出电压为五电平，具有较高的电能质量，有效地减少了并网电流谐波含量。

再进一步地，所述第一相控制电路、第二相控制电路和第三相控制电路的结构均相同。

上述进一步方案的有益效果是：本实用新型建立了共模等效电路，得出逆变器共模漏电流抑制条件，与传统的非级联光伏并网逆变器相比，本实用新型具有更复杂的工作环境和更多的循环电路，同时，为了降低开关损耗和导通损耗，提高逆变器的效率，满足特殊条件来有效地抑制共模漏电流，采用三相调制波单极性正弦脉宽调制方式。

再进一步地，所述第一相控制电路包括功率开关管igbtq1、功率开关管igbtq2、功率开关管igbtq3、功率开关管igbtq4、功率开关管igbtq5、对地寄生电容c1、对地寄生电容c2、滤波电容c3、直流电源pv1、滤波电感l1、滤波电感l2、滤波电感l3、滤波电感l4、电网电压ua、二极管d1、二极管d2、二极管d3以及二极管d4，其中：

所述电感l3的一端与电网电压ua的一端连接，电网电压ua的另一端分别与所述第二相控制电路以及所述第三相控制电路连接，并接地，电感l3的另一端分别与电感l2的一端以及二极管d4的负极连接，二极管d4的正极与功率开关管igbtq4的集电极连接，功率开关管igbtq4的发射极分别与二极管d3的负极、功率开关管igbtq3的发射极、二极管d1的负极以及功率开关管igbtq5的集电极连接，功率开关管igbtq5的发射极分别与滤波电容c3的一端、直流电源pv1的正极以及对地寄生电容c1连接，直流电源pv1的负极分别与对地寄生电容c2、滤波电容c3的另一端、功率开关管igbtq1的集电极以及功率开关管igbtq2的集电极连接，功率开关管igbtq1的发射极分别与二极管d1的正极以及电感l1的一端连接，电感l1的另一端分别与二极管d2的负极以及电感l4的一端连接，二极管d2的正极与功率开关管igbtq3的集电极连接，二极管d3的正极分别与电感l2的一端以及功率开关管igbtq2的发射极连接，电感l4的另一端分别与所述第二相控制电路和所述第三相控制电路连接。

上述进一步方案的有益效果是：通过控制第一相控制电路功率开关管的开通和断开情况，使共模电压按照设定值变化，满足三相共模电压保持不变，以消除共模漏电流。

再进一步地，所述功率开关管igbtq1、所述功率开关管igbtq2、所述功率开关管igbtq3、所述功率开关管igbtq4以及所述功率开关管igbtq5的交流周期信号均由交流正半周期信号和交流负半周期信号组成，其中，所述功率开关管igbtq1、所述功率开关管igbtq4以及所述功率开关管igbtq5的交流周期信号均为正半周期导通，所述功率开关管igbtq2与所述功率开关管igbtq3的交流周期信号均为负半周期导通。

上述进一步方案的有益效果是：本实用新型给出了一种使逆变器处于半周期运行模式的三相单极性正弦脉宽调制方式，以保持共模电压恒定。

再进一步地，所述第二相控制电路包括功率开关管igbtq6、功率开关管igbtq7、功率开关管igbtq8、功率开关管igbtq9、功率开关管igbtq10、对地寄生电容c4、对地寄生电容c5、滤波电容c6、直流电源pv2、滤波电感l5、滤波电感l6、滤波电感l7、滤波电感l8、电网电压ub、二极管d5、二极管d6、二极管d7以及二极管d8，其中：

所述电感l7的一端与电网电压ub的一端连接，电网电压ub的另一端分别与电网电压ua的另一端以及所述第三相控制电路连接，并接地，电感l7的另一端分别与电感l6的一端以及二极管d8的负极连接，二极管d8的正极与功率开关管igbtq9的集电极连接，功率开关管igbtq9的发射极分别与二极管d7的负极、功率开关管igbtq8的发射极、二极管d5的负极以及功率开关管igbtq10的集电极连接，功率开关管igbtq10的发射极分别与滤波电容c6、电压电表pv2的正极以及对地寄生电容c4连接，电压电表pv2的负极分别与对地寄生电容c5、滤波电容c6、功率开关管igbtq6的集电极以及功率开关管igbtq7的集电极连接，功率开关管igbtq6的发射极分别与电感l5的一端以及二极管d5的正极连接，电感l5的另一端分别与二极管d6的负极以及电感l8的一端连接，二极管d6的正极与功率开关管igbtq8的发射极连接，电感l8的另一端分别与电感l4的另一端以及所述第三相控制电路连接，功率开关管igbtq7的发射极分别与二极管d7的正极以及电感l6的另一端连接。

上述进一步方案的有益效果是：通过控制第二相控制电路功率开关管的开通和断开情况，使共模电压按照设定值变化，满足三相共模电压保持不变，以消除共模漏电流。

再进一步地，所述功率开关管igbtq6、所述功率开关管igbtq7、所述功率开关管igbtq8、所述功率开关管igbtq9以及所述功率开关管igbtq10的驱动信号均滞后于所述功率开关管igbtq1、所述功率开关管igbtq2、所述功率开关管igbtq3、所述功率开关管igbtq4以及所述功率开关管igbtq5的驱动信号的个周期。

上述进一步方案的有益效果是：在整个周期中，三相单极性正弦脉宽调制策略使三相无变压器型级联双降压式并网逆变器拓扑tpcdbgci得共模电压ucm均为udc/2。同时，在正半周期中，差模电压始终为-udc/2，而在负半周期中，差模电压变为udc/2，使各相共模电压和三相差模电压满足共模电流抑制条件，因此，共模漏电流能得到有效抑制。

再进一步地，所述第三相控制电路包括功率开关管igbtq11、功率开关管igbtq12、功率开关管igbtq13、功率开关管igbtq14、功率开关管igbtq15、对地寄生电容c7、对地寄生电容c8、滤波电容c9、直流电源pv3、滤波电感l9、滤波电感l10、滤波电感l11、滤波电感l12、电网电压uc、二极管d9、二极管d10、二极管d11以及二极管d12，其中：

所述电感l12的一端与电网电压uc的一端连接，电网电压uc的另一端分别与电网电压ub的另一端以及电网电压ua的另一端连接，并接地，电感l12的另一端分别与二极管d12的负极以及电感l10的一端连接，二极管d12的正极与功率开关管igbtq14的集电极连接，功率开关管igbtq14的发射极分别与二极管d14的负极、功率开关管igbtq113的发射极、二极管d9的负极以及功率开关管igbtq15的集电极连接，功率开关管igbtq15的发射极分别与滤波电容c9的一端、直流电源pv3的正极以及对地寄生电容c7连接，直流电源pv3的负极分别与对地寄生电容c9、滤波电容c9的另一端、功率开关管igbtq11的集电极以及功率开关管igbtq12的集电极连接，功率开关管igbtq11的发射极分别与二极管d9的正极以及电感l9的一端连接，电感l9的另一端分别与电感l11的一端以及二极管d10的负极连接，电感l11的另一端分别与电感l8的另一端以及电感l4的另一端连接，二极管d10的正极与功率开关管igbtq11的发射极连接，功率开关管igbtq12的发射极分别与二极管d11的正极以及电感l10的另一端连接。

上述进一步方案的有益效果是：通过控制第三相控制电路功率开关管的开通和断开情况，使共模电压按照设定值变化，满足三相共模电压保持不变，以消除共模漏电流。

再进一步地，所述功率开关管igbtq11、所述功率开关管igbtq12、所述功率开关管igbtq13、所述功率开关管igbtq14以及所述功率开关管igbtq15的驱动信号均滞后于所述功率开关管igbtq6、所述功率开关管igbtq7、所述功率开关管igbtq8、所述功率开关管igbtq9以及所述功率开关管igbtq10的驱动信号的个周期。

上述进一步方案的有益效果是：在整个周期中，三相单极性正弦脉宽调制策略使三相无变压器型级联双降压式并网逆变器拓扑tpcdbgci得共模电压ucm均为udc/2。同时，在正半周期中，差模电压始终为-udc/2，而在负半周期中，差模电压变为udc/2，使各相共模电压和三相差模电压满足共模电流抑制条件。因此，共模漏电流能得到有效抑制。

附图说明

图1为本实用新型的控制结构示意图。

图2为本实用新型的三相电路图。

图3为本实施例中的功率开关管igbt的驱动波形图。

图4为本实施例中寄生电容电压的波形图。

图5为本实施例中漏电流的变化情况示意图。

图6为本实施例中三相相电压波形示意图。

图7为本实施例中三相电流波形示意图。

图8为本实施例中输出线电压示意图。

图9本实施例中三相的差模电压变化情况示意图。

图10为本实施例中第一相控制电路的上下桥臂电压波形图。

图11为本实施例中第二相控制电路的上下桥臂电压波形图。

图12为本实施例中第三相控制电路的上下桥臂电压波形图。

图13为本实施例中第三相控制电路的上下桥臂电压及两者之和的局部放大波形图。

图14为本实施例三相差模电压之和的波形图。

图15为本实施例中三相差模电压之和的局部放大波形图。

其中，1-第一相控制电路图，2-第二相控制电路图，3-第三相控制电路图。

具体实施方式

下面对本实用新型的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本实用新型，但应该清楚，本实用新型不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本实用新型的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本实用新型构思的实用新型创造均在保护之列。

实施例

本实用新型提出了一种三相无变压器型级联双降压式并网逆变器(three-phasecascadedouble-buckphotovoltaicgrid-connectedinverter,tpcdbgci)拓扑，给出了一种使逆变器处于半周期运行模式的三相单极性正弦脉宽调制方式，以保持共模电压恒定，并建立了共模等效电路，得出逆变器共模漏电流抑制条件，本实用新型在三相单极性正弦脉宽的调制方式下可以满足共模电流抑制条件，能使共模漏电流得到有效抑制。

如图1所示，本实用新型提供了一种三相无变压器型级联双降压式并网逆变器的拓扑结构，包括第一相控制电路1，以及分别与所述第一相控制电路1连接的第二相控制电路2和第三相控制电路3，其中，所述第二相控制电路2还与所述第三相控制电路3连接，所述第一相控制电路1、第二相控制电路2和第三相控制电路3的结构均相同。

如图2所示，所述第一相控制电路1包括功率开关管igbtq1、功率开关管igbtq2、功率开关管igbtq3、功率开关管igbtq4、功率开关管igbtq5、对地寄生电容c1、对地寄生电容c2、滤波电容c3、直流电源pv1、滤波电感l1、滤波电感l2、滤波电感l3、滤波电感l4、电网电压ua、二极管d1、二极管d2、二极管d3以及二极管d4，其中：

所述电感l3的一端与电网电压ua的一端连接，电网电压ua的另一端分别与所述第二相控制电路2以及所述第三相控制电路3连接，并接地，电感l3的另一端分别与电感l2的一端以及二极管d4的负极连接，二极管d4的正极与功率开关管igbtq4的集电极连接，功率开关管igbtq4的发射极分别与二极管d3的负极、功率开关管igbtq3的发射极、二极管d1的负极以及功率开关管igbtq5的集电极连接，功率开关管igbtq5的发射极分别与滤波电容c3的一端、直流电源pv1的正极以及对地寄生电容c1连接，直流电源pv1的负极分别与对地寄生电容c2、滤波电容c3的另一端、功率开关管igbtq1的集电极以及功率开关管igbtq2的集电极连接，功率开关管igbtq1的发射极分别与二极管d1的正极以及电感l1的一端连接，电感l1的另一端分别与二极管d2的负极以及电感l4的一端连接，二极管d2的正极与功率开关管igbtq3的集电极连接，二极管d3的正极分别与电感l2的一端以及功率开关管igbtq2的发射极连接，电感l4的另一端分别与所述第二相控制电路2和所述第三相控制电路3连接。

所述功率开关管igbtq1、所述功率开关管igbtq2、所述功率开关管igbtq3、所述功率开关管igbtq4以及所述功率开关管igbtq5的交流周期信号均由交流正半周期信号和交流负半周期信号组成，其中，所述功率开关管igbtq1、所述功率开关管igbtq4以及所述功率开关管igbtq5的交流周期信号均为正半周期导通，所述功率开关管igbtq2与所述功率开关管igbtq3的交流周期信号均为负半周期导通。

如图2所示，所述第二相控制电路2包括功率开关管igbtq6、功率开关管igbtq7、功率开关管igbtq8、功率开关管igbtq9、功率开关管igbtq10、对地寄生电容c4、对地寄生电容c5、滤波电容c6、直流电源pv2、滤波电感l5、滤波电感l6、滤波电感l7、滤波电感l8、电网电压ub、二极管d5、二极管d6、二极管d7以及二极管d8，其中：

所述电感l7的一端与电网电压ub的一端连接，电网电压ub的另一端分别与电网电压ua的另一端以及所述第三相控制电路3连接，并接地，电感l7的另一端分别与电感l6的一端以及二极管d8的负极连接，二极管d8的正极与功率开关管igbtq9的集电极连接，功率开关管igbtq9的发射极分别与二极管d7的负极、功率开关管igbtq8的发射极、二极管d5的负极以及功率开关管igbtq10的集电极连接，功率开关管igbtq10的发射极分别与滤波电容c6、电压电表pv2的正极以及对地寄生电容c4连接，电压电表pv2的负极分别与对地寄生电容c5、滤波电容c6、功率开关管igbtq6的集电极以及功率开关管igbtq7的集电极连接，功率开关管igbtq6的发射极分别与电感l5的一端以及二极管d5的正极连接，电感l5的另一端分别与二极管d6的负极以及电感l8的一端连接，二极管d6的正极与功率开关管igbtq8的发射极连接，电感l8的另一端分别与电感l4的另一端以及所述第三相控制电路3连接，功率开关管igbtq7的发射极分别与二极管d7的正极以及电感l6的另一端连接。

所述功率开关管igbtq6、所述功率开关管igbtq7、所述功率开关管igbtq8、所述功率开关管igbtq9以及所述功率开关管igbtq10的驱动信号均滞后于所述功率开关管igbtq1、所述功率开关管igbtq2、所述功率开关管igbtq3、所述功率开关管igbtq4以及所述功率开关管igbtq5的驱动信号的个周期。

如图2所示，所述第三相控制电路3包括功率开关管igbtq11、功率开关管igbtq12、功率开关管igbtq13、功率开关管igbtq14、功率开关管igbtq15、对地寄生电容c7、对地寄生电容c8、滤波电容c9、直流电源pv3、滤波电感l9、滤波电感l10、滤波电感l11、滤波电感l12、电网电压uc、二极管d9、二极管d10、二极管d11以及二极管d12，其中：

所述电感l12的一端与电网电压uc的一端连接，电网电压uc的另一端分别与电网电压ub的另一端以及电网电压ua的另一端连接，并接地，电感l12的另一端分别与二极管d12的负极以及电感l10的一端连接，二极管d12的正极与功率开关管igbtq14的集电极连接，功率开关管igbtq14的发射极分别与二极管d14的负极、功率开关管igbtq113的发射极、二极管d9的负极以及功率开关管igbtq15的集电极连接，功率开关管igbtq15的发射极分别与滤波电容c9的一端、直流电源pv3的正极以及对地寄生电容c7连接，直流电源pv3的负极分别与对地寄生电容c9、滤波电容c9的另一端、功率开关管igbtq11的集电极以及功率开关管igbtq12的集电极连接，功率开关管igbtq11的发射极分别与二极管d9的正极以及电感l9的一端连接，电感l9的另一端分别与电感l11的一端以及二极管d10的负极连接，电感l11的另一端分别与电感l8的另一端以及电感l4的另一端连接，二极管d10的正极与功率开关管igbtq11的发射极连接，功率开关管igbtq12的发射极分别与二极管d11的正极以及电感l10的另一端连接。

所述功率开关管igbtq11、所述功率开关管igbtq12、所述功率开关管igbtq13、所述功率开关管igbtq14以及所述功率开关管igbtq15的驱动信号均滞后于所述功率开关管igbtq6、所述功率开关管igbtq7、所述功率开关管igbtq8、所述功率开关管igbtq9以及所述功率开关管igbtq10的驱动信号的个周期。

本实施例中，如图2所示，其拓扑结构分为第一相控制电路1、第二相控制电路2以及第三相控制电路3，其分别以a、b、c三相表示。q1-q15为功率开关管igbt，d1-d12为独立的高性能二极管，l1-l4为第一相控制电路1的滤波电感，l5-l8为第二相控制电路2的滤波电感，l9-l12为第三相控制电路3的滤波电感，其中，每一相的滤波电感可以有效地防止桥臂直通的现象，故电源开关不需要设置死区时间。ua、ub以及uc为第一相控制电路1、第二相控制电路2以及第三相控制电路3三相控制电路的电网电压，c4、c4以及c9为第一相控制电路1、第二相控制电路2以及第三相控制电路3三相逆变器的滤波电容，c1、c2、c4、c5、c7以及c8均为三相逆变器光伏直流源对地寄生电容。与三相级联式h4光伏并网逆变器tpcpgci-h4相比，本实用新型在直流电压各相正端子处增加了附加开关，实现了三相光伏直流侧和交流电网隔离，避免了在光伏直流侧、交流电网和地面之间形成共模回路，为减小器件的功率开关管(q1-q15)的开关损耗，三相无变压器型级联双降压式并网逆变器tpcdbgci以半周期模式运行。如图3所示，为开关管q1-q15在一个周期内的驱动波形，第一相控制电路1包括开关管q1-q5，其中q1、q2、q5于正半周期导通，q2、q3于负半周期导通。其中,q5的波形在正半周期与q1相同，在负半周期与q2相同；在一个工频正弦t＝2π的周期，第二相控制电路2各个开关管q6-q10的驱动信号较a相滞后2π/3；第三相控制电路3各个开关管q11-q15的驱动信号较b相控制电路滞后2π/3。

如图4所示，寄生电容电压的波形在一个周期内按工频正弦变化，可以看出它只包含低频分量，而不包含高频分量，漏电流的变化情况如图5所示，当电压变化率du/dt最大时，共模漏电流会产生尖峰，但其值远小于300ma,漏电流的最大值约为60ma，三相无变压器型级联双降压式并网逆变器tpcdbgci的共模漏电流在线路周期中被有效抑制，且符合vde-0126-1-1标准。三相无变压器型级联双降压式并网逆变器tpcdbgci的三相相电压和相电流波形分别如图6和7所示，ii与ui，(i＝a,b,c)具有高度正弦同步，功率因数接近1，系统输出线电压如图8所示，可以明显看出，三相级联逆变器呈五电平输出，分别为：240v、120v、0v、-120v、-240v，能有效减少谐波含量，且输出波形接近于正弦波，更加容易实现滤波。如图9所示，为三相的差模电压变化情况，其电压值在-udc/2与+udc/2之间进行变化。

如图10所示，为第一相控制电路1上下桥臂电压波形uaa-na,uba-na，当系统工作于正半周期时，上桥臂电压uaa-na在0v和60v之间高频变化，下桥臂电压uba-na在60和120v之间高频变化。当系统工作于负半周期时，上桥臂电压uaa-na在60v和120v之间高频变化，下桥臂电压uba-na在0和60v之间高频变化。如图11所示，为第二相控制电路2相上下桥臂电压波形uab-nb,ubb-nb,其波形与第一相控制电路1相比滞后一定角度，当系统工作于正半周期时，上桥臂电压uab-nb先在60v和120v之间高频变化，再变化为在0v和60v之间高频变化，下桥臂电压uab-nb先在0v和60v之间高频变化，再变化为在60v和120v之间高频变化，当系统工作于负半周期时，上桥臂电压uab-nb先在0v和60v之间高频变化，再变化为在60v和120v之间高频变化，下桥臂电压uab-nb先在60v和120v之间高频变化，再变化为在0v和60v之间高频变化。如图12所示，为第三相控制电路3上下桥臂电压波形uac-nc,ubc-nc,uac-nc+ubc-nc。当系统工作于正半周期时，上桥臂电压uac-nc先在0v和60v之间高频变化，再变化为在60v和120v之间高频变化，下桥臂电压ubc-nc先在60v和120v之间高频变化，再变化为在0v和60v之间高频变化，当系统工作于负半周期时，上桥臂电压uab-nb先在60v和120v之间高频变化，再变化为在0v和60v之间高频变化，下桥臂电压uab-nb先在0v和60v之间高频变化，再变化为在60v和120v之间高频变化，且第三相控制电路3上下桥臂电压之和uac-nc+ubc-nc在一个周期内基本无变化。

如图13所示，以第三相控制电路3的上下桥臂电压及两者之和的局部放大波形为例，上下桥臂电压之和始终保持为120v，由此可知该相共模电压保持恒定。因第一相控制电路1、第二相控制电路2、第三相控制电路3，即a、b、c三相桥臂电压大小变化一致，只是在相位上互差120°，同理可得第一相控制电路1和第二相控制电路2的共模电压在一个周期内保持恒定，进一步，三相差模电压之和在一个工频周期内保持为常数。三相差模电压之和及其局部放大波形如图14-15所示，系统差模电压在-60v与+60v之间高频变化，电压中不包含高频分量，其与低频分量(f＝50hz)情况变化一致，为工频正弦波，系统共模漏电流幅值为80ma，完全满足vde-0126-1-1标准规定。

本实用新型通过以上设计不仅具有传统双降压式全桥逆变器dfgi的无桥臂直通、高效率和高可靠性的优点，而且输出电压为五电平，具有较高的电能质量，有效地减少了并网电流谐波含量。